一种新型非谐振型软开关交错并联Boost电路

一种新型非谐振型软开关交错并联Boost电路韦莉;刘帅;尤伟玉;张逸成;姚勇涛【摘要】A novel interleaved Boost converter with non-resonant zero-voltage-transition (ZVT) is proposed in this paper.Based on the conventional interleaved Boost converter,an auxiliary circuit composed of 1 inductor,2 capacitors,1 active power switch and 4 diodes is added.Main switches turn ON and OFF with ZVT,while auxiliary switch turns ON with zero-current-transition (ZCT) and OFF partly with ZVT,so as to reduce the switching losses and raise conversion efficiency.Soft-switching in wide operation range can be guaranteed,so can the simple control method.The converter can work in continuous current mode (CCM),and no extra current stress is added to the main switches.With sharing some auxiliary devices,the utilization of auxiliary circuit is improved,thus the size and cost are reduced.In addition,dv/dt and di/dt are also reduced,and switching noises are suppressed.The circuit configuration and operation principle are presented.Major parameters of auxiliary circuit are optimized.Experimental results are also given to verify the theoretical analysis.%提出一种新型非谐振型交错并联Boost零电压转换(ZVT)电路.在传统交错并联Boost拓扑基础上添加了一组由一个电感、两个电容、一个开关管、四个二极管组成的辅助网络,令主开关管实现了零电压开通与关断,辅助开关管实现了零电流开通与部分零电压关断,降低了开关损耗,提升了电路变换效率.软开关可在宽工作范围内有效实现,电路工作在连续电流模式(CCM),控制方式简明易行,辅助网络的引入没有给主开关管带来额外电流应力.通过复用部分辅助元件,提高了辅助网络利用率,减少了体积与费用;降低了开关过程中的dv/ dt、di/dt,抑制了开关噪声.详细分析了电路拓扑结构、工作原理,并对主要参数进行了优化选取,最后通过实验验证了理论分析的正确性.【期刊名称】《电工技术学报》【年(卷),期】2017(032)003【总页数】12页(P172-183)【关键词】交错并联;Boost变换器;非谐振型零电压转换;辅助网络复用【作者】韦莉;刘帅;尤伟玉;张逸成;姚勇涛【作者单位】同济大学电子与信息工程学院上海201804;同济大学电子与信息工程学院上海201804;同济大学电子与信息工程学院上海201804;同济大学电子与信息工程学院上海201804;同济大学电子与信息工程学院上海201804【正文语种】中文【中图分类】TM46随着汽车工业的高速发展，全球汽车保有量不断增加，环境污染、能源短缺、资源枯竭等方面问题越来越严重。

电动汽车(Electric Vehicles，EVs)由于具有高效、节能、低噪声、低排放等显著优势，已成为备受关注的研究热点[1-5]。

电动汽车动力系统构成中，动力源(电池、超级电容等)与驱动系统之间需要加入DC-DC变换器进行电能变换。

如何有效选取和调节变换器参数，提升功率密度，提高转换效率，改善电磁兼容性(Electromagnetic Compatibility，EMC)情况，不仅影响动力系统的正常运行，而且关系到整车性能的提高、能源利用效率及控制系统的稳定性。

Boost电路是DC-DC场合常用拓扑，具有结构简单、效率高等特点。

在大功率等级应用(数千瓦、数十乃至上百千瓦)中，往往采用交错并联方式运行，可减小输入电流纹波和输出电压纹波，减小开关管电流应力，降低开关损耗，提高变换器效率[6-8]。

虽然交错并联变换器具有上述优点，但由于工作在硬开关状态，开关损耗仍然较大。

因此，国内外研究者提出多种软开关技术[9-18]。

文献[9-12]采用无源软开关技术，即利用电感、电容、二极管等无源元件构成辅助网络，降低开关管开通时的电流变化率和关断时的电压变化率，实现开关管的软开关。

文献[13-18]采用有源软开关技术，即利用额外添加的辅助开关管，为主开关管提供软开关条件，与无源软开关相比具有更好的控制灵活性。

有源软开关电路又可分为谐振型与非谐振型两类[18]。

谐振型软开关[13，14]是利用电感、电容元件对辅助开关管电流进行整形，在开关管关断前令其降至零，从而实现零电压或零电流关断，但缺点是谐振电流会增大主开关管电流应力。

非谐振型软开关[15-17]则避免了该问题，不会影响主开关管电流应力，但辅助开关管仍为硬关断。

文献[16]中利用耦合电感与两组辅助网络实现了主开关管的零电流开通与零电压关断，但每路拓扑工作在断续电流模式(Discontinuous Current Mode，DCM)，不适于大电流工作情况，且最大占空比受限。

文献[17]中利用一组复用的辅助网络实现了主开关管的零电压与零电流开通与关断，但辅助开关管仍是硬关断，且控制复杂，设计难度大。

本文提出一种新型非谐振型交错并联Boost零电压转换(Zero-Voltage Transition，ZVT)电路，该电路包括传统交错并联Boost拓扑与一组非谐振型辅助网络。

该电路中，主开关管实现了零电压开通与关断，辅助开关管实现了零电流开通与部分零电压关断；软开关可在宽工作范围内有效实现；电路工作在连续电流模式(Continuous Current Mode，CCM)；控制方式简明易行；辅助网络没有给主开关管带来额外电流应力；通过复用部分辅助元件，提高了辅助网络利用率，减少了体积与费用；降低了开通与关断过程中的dv/dt、di/dt，抑制了开关噪声。

本文提出的非谐振型交错并联Boost ZVT电路如图1所示。

图1中点划线框内为辅助网络，包括辅助开关管Sr，辅助电感Lr，辅助电容Cr1、Cr2，辅助二极管VDr1、VDr2、VDr3、VDr4。

另外为实现软开关效果，还需用到主开关管S1、S2的体二极管VDS1、VDS2和寄生电容CS1、CS2。

表1为本文所用符号定义。

为简化分析过程，作出如下假设：在一个开关周期内，①Vin保持不变；②Co足够大，Vo保持不变；③L1=L2=L，且足够大，其电流IL保持不变；④CS1=CS2=CS；⑤Cr1=Cr2=Cr；6各元件皆为理想元件。

对S1、S2而言，软开通的实现依靠寄生电容与辅助电感的谐振，提前释放掉储存在寄生电容上的能量；软关断的实现依靠辅助电容的电压缓冲作用，降低关断时漏源极间电压的dv/dt。

对Sr而言，其软开通的实现依靠辅助电感的电流缓冲作用，降低开通时流过电流的di/dt；软关断的实现同样依靠辅助电容的电压缓冲作用。

由于电路结构对称性，仅分析前半个周期工作，按主开关管占空比D不同，工作过程可分为D<0.5与D>0.5两种情况讨论，具体分析如下。

1.1 D<0.5的情况当D<0.5时，电路半个周期内有10个工作阶段。

图2为电路工作的关键波形。

图2中,vGVDS1表示VDS1栅源极间电压，vGVDS2表示VDS2栅源极间电压，vGVDSr表示VDSr栅源极间电压，iLr表示流过Lr的电流，vVDS1表示VDS1漏源极间电压，vVDS2表示VDS2漏源极间电压，vVDSr表示VDSr漏源极间电压，iS1表示流过S1、VDS1、CS1的总电流波形，iS2表示流过S2、VDS2、CS2的总电流波形，iSr表示流过Sr、VDSr、CSr的总电流波形。

图3为每个阶段对应的电路工作状态。

1)阶段1(t0～t1)，如图3a所示。

t0时刻之前，S1、S2、Sr均关断，VD1、VD2导通。

t0时刻开通Sr，流过VD1、VD2的电流下降，流过Lr、Sr的电流上升。

电流回路为：①Vin→L1→VD1→Co、R；②Vin→L1→VDr1→Lr→Sr；③Vin→L2→VD2→Co、R；④Vin→L2→VDr2→Lr→Sr。

由于Lr的存在，Sr开通时di/dt受到限制，实现零电流开通。

需要说明的是，理想情况下，Lr中电流初始值ILr(t0) 不为0(如图2中虚线所示)，但实际由于二极管存在正向导通压降，ILr(t0)可达到0(参见阶段7描述)。

相关方程为t1时刻，Lr电流上升至2IL，VD1、VD2电流下降至0，自然关断。

该阶段持续时间为2)阶段2(t1～t2)，如图3b所示。

t1时刻，CS1、CS2开始与Lr谐振，iLr继续上升，vCS1、vCS2开始下降。

电流回路为：①Vin→L1→VDr1→Lr→Sr；②CS1→VDr1→Lr；③Vin→L2→VDr2→Sr；④CS2→VDr2→Lr。

相关方程为式中，。

t2时刻，CS1、CS2电压下降至0，VDS1、VDS2开始导通，将主开关管电压箝在零位，此时Lr电流为该阶段持续时间为3)阶段3(t2～t3)，如图3c所示。

此阶段中，iLr通过VDS1、VDS2续流。

电流回路为：①Vin→L1→VDr1→Lr→Sr；②VDS1→VDr1→Lr；③Vin→L2→VDr2→Lr→Sr；④VDS2→VDr2→Lr。

该阶段持续时间t2,3由S1开通时刻与Sr开通时刻的相位差决定。

4)阶段4(t3～t4)，如图3d所示。

t3时刻，开通S1，由于S1两端电压为0，故为零电压开通。

电流回路为：①Vin→L1→VDr1→Lr→Sr；②Vin→L2→VDr2→Lr→Sr；③VDS1、S1→VDr1→Lr；④VDS2→VDr2→Lr。