连续模式的FLYBACK变压器设计实例
Flyback仿真
实验报告课程名称： 开关电源设计_ 指导老师： 谌平平，张军明 成绩：_______________ 实验名称： 反激电源仿真 实验类型： 同组学生姓名：一、仿真指标输入：单相AC85V ～230V rms输出：DC12V/1A& 5V/1A 与输入电气隔离 仿真控制芯片：SG1845 稳压精度：1%输出电压纹波：<2% ；二、反激变换器工作原理反激变化器有两种工作模式，分别为电流连续工作模式（CCM ）和电流断续工作模式（DCM ）。
在电流连续工作模式中，电路的工作状态可以分为2种情况。
1）开关管导通时，加在变压器原边线圈的电压1L d U U =，因此根据变压器原副边感应电压的关系1212L L U U N N = 得到变压器副边感应电压为222111L L d N NU U U N N == 注：假设原副边感应电压的方向如图1所示。
根据基尔霍夫定律，开关管1D 两端的电压为1222111()()D L o L o d o N NU U U U U U U N N =-+=-+=-- 因此二极管1D 截止。
开关管导通时的等效电路如图2所示。
2）开关管关断时，变压器原边电流无法突变。
原边有一个方向与参考电压反向的感应电压存在。
根据安匝平衡原理，二极管导通。
此次二极管两端的电压为其导通电压1D on V ，约为0.7V 。
因此副边电压为：210.7L o D on o U U U U V =--≈--原边电压为：2212111()L L o D on N NU U U U N N ==-- 此时的电路等效模型如图3所示。
若开关管工作于电流断续状态（DCM ），则除了以上两种状态外，还有第三种状态。
该状态下，变压器原边电感电流变为零后，原边电压变为零，则此时副边电压也为零。
电路只有电容给负载供电。
等效模型如图4所示。
图1 图2图3 图4三、仿真电路图C18四、仿真结果及分析1. 输入交流电压85V 情况 （1）输出电压/输出电流波形5V 侧输出电压（上）/电流波形（下）波形：12V 侧输出电压波形：(2)MOS 管驱动电压波形（3）MOS 管DS 两端电压波形Time104.80ms 105.20ms105.60ms106.00ms106.40ms106.80ms 107.20ms107.60ms108.00ms108.40ms108.80msI(R23:1)0.950A0.975A 1.000A1.025ASEL>>V(L7:2)4.50V4.75V5.00V5.25V5.50V Time98.4ms 98.6ms98.8ms99.0ms99.2ms99.4ms 99.6ms99.8ms100.0ms100.2ms100.4msI(R5:1)0.950A0.975A 1.000A1.025ASEL>>V(L6:2)11.50V11.75V12.00V12.25V12.50V Time121.0200ms 121.0400ms121.0600ms 121.0800ms 121.1000ms 121.1200ms 121.1400ms 121.1600ms 121.1757msV(R10:2)-V(M1:s)0V10.0V-2.5V18.2V（4）整流二极管电压、电流从以上可知，两路输出电压分别稳定在5V ，12V ；电流均稳定在1A 。
FLYBACK设计
FLYBACK设计FLYBACK(又称为回放式电源转换器或反馈电源回路)是一种常见的开关电源拓扑结构，它是一种离散电源转换器，为DC-DC电路提供稳定的输出电压。
FLYBACK设计需要考虑的因素包括输入电压范围、输出电压和电流要求、功率损耗、稳定性和效率等。
FLYBACK基本原理是通过变压器进行能量传递。
变压器由输入端的电感、输出端的电感和绕组匝数的比值组成。
当开关管导通时，电感储存能量；当开关管关断时，能量通过二极管传递给输出端。
通过调整开关管的导通时间，可以实现输出电压的调节。
FLYBACK设计的第一步是确定输入电压范围和输出电压要求。
输入电压范围通常由您的应用需求决定，而输出电压需要根据所驱动的负载电路来选择。
例如，如果需要驱动一组LED灯，输出电压应与LED的电压匹配。
您可能还需要考虑到电压的调整范围和调整精度。
第二步是选择适当的电力元件，如变压器、开关管和二极管等。
变压器的匝比决定了输入电压和输出电压的比例，因此需要根据输出电压来选择合适的变压器。
开关管的选择也很重要，您需要选择具有适当承载电流和开关频率的开关管。
二极管应具有足够的反向耐压和快速恢复时间。
第三步是设计控制电路。
控制电路的作用是实时监测输出电压并调整开关管的导通时间。
一种常见的控制电路是基于反馈的控制方法。
它通常由比较器、误差放大器和PWM控制器组成。
误差放大器通过比较设定值和实际输出电压来产生误差信号，然后传递给比较器。
比较器会将误差信号与参考信号进行比较，并产生PWM信号，控制开关管的导通时间。
最后一步是进行性能和稳定性分析。
您需要进行电路稳定性、转换效率和功率损失等方面的计算和测试。
这些分析可以帮助您优化设计，提高转换效率并降低功率损耗。
总之，FLYBACK设计需要考虑输入输出电压、功率因数校正、电流调节、短路保护、过电压保护等各项设计指标。
通过选择适当的电力元件，设计合适的控制电路并进行性能和稳定性分析，可以实现高效且稳定的DC-DC电路。
CCM_Flyback
连续硬开关反激变压器设计电路基本参数Po64watt输出功率Pi max75.29WattVo18V输出电压Io 3.56AVf0.5V输出整流二极管压降Pp looses0.50WattUimin(ac)90V最低输入电压Vp looses0.76VUimax(ac)264V最高输入电压Pi trans74.79WattN*(Vo +Vf)120V次级反射电压Uimin(avg)114.78VV leakage70V漏感尖峰Uimax(dc)373.35Vefficiency(min)0.85预期整机平均效率Dcmax0.51计算占空(最低输入平均电压时) KRP（min）0.4连续时小于1Np/Ns 6.49rateBmax (mT)250变压器计算最大变化磁感应强度f sw (Khz)70开关频率Tsw14.29usNp33cycle初级匝数Ns5cycle次级匝数d0.50mm集肤深度Ae of Np0.15mm^2初级截面number of Np1Ae of Ns0.39mm^2次级截面number of Ns6 diameter of Np0.44mm初级线径diameter of Np0.45mm diameter of Ns0.70mm次级线径diameter of Ns0.35mm choose diameter of Np1*0.45mm选择初级线径Ae(Np)0.16mm^2 choose diameter of N6*0.35mm选择次级线径Ae(Ns)0.58mm^2开关管及散热片设计max loose 2.09Watt最大损耗deta tempreture45℃最高温升Rh-a18.04℃/Wh9.3heat sink As4648.36mm^2散热片表面积squre48.21mm正方形散热片边长输出整流二极管及散热片设计max loose 2.46Watt最大损耗deta tempreture45℃最高温升Rh-a14.77h9.3heat sink As5971.12mm^2散热片表面积squre54.64mm正方形散热片边长变压器损耗铁损core type2PC30=1 , PC40=2Pfe (KW/m^3)400.00材质损耗系数K81.85损耗系数Pcore (Watt)0.84磁芯损耗铜损最低输入电压最高输入电压Rcu22mohm *m/mm^2Rcu22mohm *m/mm^2 Rp cu0.06ohm初级绕线电阻Rp cu0.06ohmRs cu0.00236ohm次级绕线电阻Rs cu0.00236ohmPp cu looses0.05Watt初级铜损Pp cu looses0.010WattPs cu looses0.08Watt次极铜损Ps cu looses0.057WattPcu loose0.13Watt总铜损Pcu loose0.0673Watt漏感损耗最低输入电压最高输入电压Lp leakage26.12uH漏感量Lp leakage26.12uH Pleakage looses 2.34Wtt漏感损耗P leakage looses 1.59WttP Rclamp 2.34Watt吸收电阻功耗P Rclamp 1.59WattPR4Watt吸收电阻选择P R4Watt整机效率最低输入电压最高输入电压Pin diode looses0.83Watt输入二极管损耗P in diode looses0.28Watt Primary Other loose1Watt初级其它损耗Primary Other loos1Watt Secondly Other loose0.5Watt次级其它损耗Secondly Other loos0.5Watt Primary Total loose 6.30Watt初级总损耗Primary Total loos4.382Watt Secondly Tatal loose 3.88Watt次级总损耗Secondly Tatal loos3.657WattAll looses10.19Watt整机总损耗All looses8.04WattAll efficiency86.27%整机效率All efficiency88.84%备注:该表适合连续模式反激变换器,功率在30W以上,其中对功耗的计算只是近似的估算,不能做准确值,但可以各参数变化对整机效率影响,以用于对电源各参数的优化连续硬开关反激Created by Haibin Xiao 2007/10/11Update:2007/10/12QQ:76141475 Email:xhb0128@1输入参数黄色与蓝色为输入参数，可更改，淡绿色与红色为计算结果计算结果参数验证器件选择最低输入电压检验Cin/Pin 2.3uF/W选择的输入电容与输入瓦数比Ccin172.03uF计算的输入电容Cin47uF选择的输入电容Vipp25V最低输入电压纹波(据输入电容与瓦数比查表）Vimin102.28V最低输入直流电压Viavg0.73A最大输入平均电流Dmax0.54最大占空比<IC可实现最大占空比算占空比(最低输入平均电压时)deta Iip0.60A初级脉动电流初次级匝比Iip 1.66A初级峰值电流Bmax647.48mT最大磁感应强度<所用磁芯材料饱和强度开关周期关机瞬间变压器饱和检验Vuvp75V最低工作电压Viavg0.9973A输入平均电流D0.62占空比<IC可实现最大占空比deta Iip0.50A初级脉动电流Iip 1.87A初级峰值电流Bmax732.06mT最大磁感应强度<所用磁芯材料饱和强度初级并绕匝数次级并绕匝数<集肤深度<集肤深度最终初级截面>初级截面最终次级截面>次级截面关断损耗开关总损耗mohm *m/mm^2初级绕线电阻次级绕线电阻初级铜损次极铜损总铜损漏感量漏感损耗吸收电阻功耗吸收电阻选择输入二极管损耗初级其它损耗次级其它损耗初级总损耗次级总损耗整机总损耗整机效率似的估算,不能做准确值,但可以示出28@改，淡绿色与红色为计算结果，不可改动查表）。
Flyback反激设计总结
反激变压器的设计步骤
1.8 计算变压器初级、次级匝数、辅助绕组匝数和气隙长度
初级绕组的匝数：
（1）增加或者减小匝数只会分别引起磁芯损耗的减小或增加。 （2）以TDG公司的TP4W铁氧体磁芯为例，在100kHZ的条件下，损耗与 B 2.86 成 正比，匝数减小5%会使磁芯损耗增加15%
次级绕组匝数： 辅助绕组匝数：
（1）反馈环路与控制电路的学习，例如光耦TL431反馈电路、UC3843峰值电流控制等。 （2）热设计，需要考虑器件的散热，这对于产品的可靠性影响很大。 （3）PCB设计，需要考虑布局与布线。
6、课后作业
用反激拓扑设计与制作一个开关电源： 输入市电85Vac～265Vac，输出电压12V，输出电流2.5A，输出功率30W。。。 Note：提供一个参考设计实例，控制芯片选用UC3843
（4）最大占空比Dmax的选择受主MOS的耐压限制。设计时以MOS管耐压选择最大占空比 Dmax（VDS>Vinmax + n*(Vo+Vf)），并留一定的余量（漏感还将引起一个电压尖峰）。并 且如果Dmax大于0.5，那么对于峰值电流控制的方案需要加入谐波补偿电路。
设计时的注意事项及课后作业
5、设计反激电源还需要学习的主要内容
昂宝的变压器设计步骤
1 2
考虑绕线空间，尽量选择窗口面积大的磁芯，查表选择 Aw和Ae
13
On-Bright confidential
4.变压器设计步骤
4.8 计算变压器初级、次级匝数、辅助绕组匝数和气隙长度
初级绕组的匝数
NP =
¾ ¾
Vin min × t on max Ae × Bm
增加或者减小匝数只会分别引起磁芯损耗减小或增加 在100kHz条件下，损耗与B2.86成正比，匝数减小5%会使磁芯损耗增加 15%
6
On-Bright confidential
4.变压器设计步骤
4.1 选择开关管和输出整流二极管
¾ ¾
开关管MOSFET:耐压值为Vmos 输出二极管:肖特基二极管 最大反向电压VD 正向导通压降为VF
7
On-Bright confidential
4.变压器设计步骤
4.2 计算变压器匝比
考虑开关器件电压应力的余量(Typ.=20%)
4.变压器设计步骤
4.1 选择开关管和输出整流二极管 4.2 计算变压器匝比 4.3 确定最低输入电压和最大占空比 4.4 反激变换器的工作过程分析 4.5 计算初级临界电流均值和峰值 4.6 计算变压器初级电感量 4.7 选择变压器磁芯 4.8 计算变压器初级匝数、次级匝数和气隙长度 4.9 满载时峰值电流 4.10 最大工作磁芯密度Bmax 4.11 计算变压器初级电流、副边电流的有效值 4.12 计算原边绕组、副边绕组的线径，估算窗口占有率 4.13 计算绕组的铜损 4.14 变压器绕线结构及工艺
4.6 计算变压器初级电感量
¾
最低输入电压，BCM条件下，最大导通时间
Ton max =
¾
flyback电源设计全套理论与计算!
flyback电源设计全套理论与计算！
1.开关电源基本工作原理
1 开关电源的基本构成
图1.1 为开关电源电路的基本构成，它包括整流滤波电路，DC-DC 控制器，开关占空比控制器及取样比较电路等模块。
图1.1 开关电源的基本构成
2 开关电源常用的拓扑结构分析
作为电源设计的核心组件,可靠性升级的基础,轻薄小型化的关键,电磁兼容性的保障的DC-DC 直流变换电路,引导着开关电源设计的方向,从本质上来说绝大部分开关控制器都具有常规的几种拓扑结构。
其有两种基本的类型：非隔离型和隔离型。
2.1 降压型
降压型又称为BUCK 控制器，图1.2 为其典型电路结构。
图1.2 降压型典型电路结构
基本工作原理:当开关管导通(Ton)时,电感L 将能量以磁场的形式储存起来。
随着电源电压Vin 对电感L 的充电，L 电流IL 对输出电容CO 充电，并提供负载电流Io，VD 被反向偏置而截止。
当开关管截止(Toff)时，L 中消失的磁场使其极性颠倒VD 加正向偏压而导通，L 和CO 在Toff 提供负载电流Io。
输出电压：
图1.3 为降压型电路的二极管电压和电感电流的波形如下。
图1.3 降压型电路的二极管电压和电感电流波形
2.2 升压型
升压型又称为BOOST 控制器，图1.4 为其典型电路结构。
Flyback电路
6
转移函数(CCM)
Vp
n1 : n2 + Vin
VP
Vin
VS
D C R
+ VO -
t -n· VO iLm ILm,max ILm(0) DT VQ T t
Q
+
根据伏-秒平衡
Vin+n· VO t
V
0 0
T
p
(t )dt 0
T DT
Vin dt n Vo (t )dt 0 VO D n2 D Vin n (1 D) n1 1 D
• 反激式转换器的优点有:
• 1. 电路简单,能高效提供多路直流输出,因此适合多组输 出要求. • 2. 转换效率高,损失小.
• 3. 变压器匝数比值较小.
• 4. 输入电压在很大的范围内波动时,仍可有较稳定的输 出,目前已可实现交流输入在 85~265V间.无需切换而达 到稳定输出的要求.
• 反激式转换器的缺点有:
I Lm ( DT )
n 2 (1 D ) 2 R T Lcrit 2 Lm Lcrit
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輸出电压纹波
n1 : n2 + Vin
VP
VS
D C R
iLm
+ VO -
ILm,max ILm(0) DT iC T t
Q
+
ΔQ DT I o
-
iC,max Q+ -iO iD n· ILm(DT) n· ILm(T) DT T QDT T
Buck-Boost converter
n1:n2 D
+ Vin C R VO -
Q 1:1 Vin
FLYBACK实验报告
FLYBACK实验报告课程名称：开关电源设指导老师：成绩：实验名称：反激电路设计实验类型：同组学生姓名：一、实验目的和要求（必填）二、实验内容和原理（必填）三、主要仪器设备（必填）四、操作方法和实验步骤五、实验数据记录和处理六、实验结果与分析（必填）七、讨论、心得一、实验要求1.使用芯片：UC3844；2.输入要求：单相AC85V～230V；3.输出电压：两路输出，纹波峰峰值以及稳压精度小于额定电压的5％；4.工作模式：自选，如CCM或者DCM；5.控制模式：电流控制模式，DCM或CCM均可。
6.功率要求：小于20瓦二、实验仪器清单1.单相调压器2.电烙铁3.工具（套）4.双踪示波器5.万用表6.电感测量仪7.实验所需主要元器件8.通用印刷电路板9.EI28磁芯及配套骨架10.功率MOSFET11.PWM控制芯片UC3844三、反激电路的工作原理A.理想反激变换器工作原理反激电路在开关管导通时，变压器储存能量，负载电流由输出滤波电容提供；开关管关断时，变压器将储存的能量传送到负载和输出滤波电容，以补偿电容单独提供负载电流时消耗的能量。
图1 图2Q1导通时，所有绕组同名端的电压相对于异名端为负；输出整流管D1、D2反偏，C1、C0单独向负载供电。
C1、C0容量的选择应保证提供负载电流的同时能满足输出电压纹波和压降的要求。
Q1导通期间，Np的电压恒定，其电流线性上升，斜率为di/dt=(Vdc-1)/Lp其中，Lp是初级励磁电感。
在导通结束之前，初级电流上升达到Ip=(Vdc-1)Ton/Lp 变压器储能为E=L P×(I P)2Q1关断时，励磁电感的电流使各绕组反向，设此时次级只有一个主次级绕组Nm，无其他辅助绕组。
则由于电感电流不能突变，在Q1关断瞬间，变压器次级电流幅值为I g=I p×(N1 N2 )几个开关周期之后，次级直流电压上升到Vom。
Q1关断时，Nm 同名端电压为正，电流从该端输出并线性下降，斜率为dIs dt=V om/L s。
变压器的标准设计流程(flyback变压器计算方法)
CCM模式【步骤一】输入变压器设计规格输入input Vin(min)输入电压DC Vin180输出功率Pout100输出电压Vout112效率Eff0.88最大占空比Dmax0.4495频率f120计算匝数比N 1.312281043最小导通时间Dmin0.254734357【步骤二】DCM/CCM临界输入电流平均值Ii0.631313131输入电流增量△Ib 2.808957203临界感值Lb0.240035697第三步：初步选取感值【步骤三】以CCM计算在Ts周期内输入平均电流Is0.631313131ton内平均电流值Iavg 1.404478601分割比P=Iavg/Ip1分割比P2最小电流值Ip10.702239301最大电流值Ip2 2.106717902ton内电流增量△Ipp 1.404478601原边电感Lp0.480071394【注解1】设计时不用过分关心原边电感Lp，因为Lp与Lg成反比，可以人为通过调整气隙大小Lg而改变Lp，一般取值为临界电感【注解2】当使用反激架构设计超大功率变压器时(>200W)，考虑到原边峰值电流过大，可以人为地调小“分割比”(取值在1～2之【步骤四】计算AP，选取磁心和骨架窗口和磁心截面乘积AP0.303805978PC40 100C时 Bs=0. 39T Bmax0.293【CORE】PC40EER28-Z Ae82.1【BOBIN】BEER28-1110CPFR Aw114le64每匝长度lw52.2Ve5257电流密度J5绕组系数Ku0.2【步骤五】计算变压器原副边匝数，气隙大小，辅助绕组匝数原边匝数Np42.04374919取42Ns32.00533927取整32气隙lg0.379092687辅助绕组输出电压Vr17.5辅助绕组匝数Nr 5.00083426取整5【步骤六】计算电流的有效值原边电流最小值Ip10.702239301原边电流最大值Ip2 2.106717902原边电流的有效值Ip(rms)0.980078874副边电流最大值Is1 2.764605966副边电流最小值Is20.921535322副边电流的有效值Is(rms) 1.423317197【步骤七】选择绕组线径趋肤深度d0.190814264原边所选线径d10.35有效面积S10.096211194原边有效电流面积Sp=Ip(rms)/J0.196015775副边所选线径d20.35有效面积S20.096241819副边有效电流面积Ss=Is(rms)/J0.284663439辅助绕组所选线径d30.35有效面积S30.096211194窗口系数Kw0.15615799实际窗口系数Kw0.15615799【步骤八】计算损耗和温升原边铜损Pcu0.134217295副边铜损Pcu0.215670382Pfe 2.15537Ptotal 2.505257677△T 6.093268625【作者】严晓方 【更新日期】2006-11-30【说明】设计者填写绿色内容，其他自动生成Vin(max)430VW【注解】 110+2(2V 为输出整流二极管RHRP860的电压压降) 【注解】这里一般选取值为0.8KHzN ＝Vin*Dmax/(V0*(1-Dmax))Dmax/{(1-Dmax)*(Vinmax/Vinmin)+Dmax)}A Po/(EFF*Vin)A 2*Ii/DmaxmH Vin*Dmax/(△Ib*f)A Is=IiAIavg=Is/Dmax 【注解】这里一般选取值为2:1P=Iavg/Ip1A Ip1=Iavg/PA Ip2=2*Iavg －Ip1A △Ipp=Ip2-Ip1mH Lp=Vin*Dmax/(△Ipp*f)cm4AP=(Pt*1e4)/(2deltB*f*J*Ku)mm2mm2mm mm mm3A/mm2，【注解】根据散热方式可取3～6，一般设定值为5A/mm2 【注解】这里一般选取值为0.2Np=Lp*Ip2/(Bmax*Ae)Np=Vin(min)*Dmax/(△Bac*Ae*f)取定Np,Ns ，计算实际的Dmax 、DminT 【注解】Bmax M模式下变压器的设计流程【注解】最初设计选择0.45，在选定Np 、Ns 计算出实际的Dmax 后返代回进行运算反比，可以人为通过调整气隙大小Lg 而改变Lp ，一般取值为临界电感值Lb 的2倍。
flyback-flybuck-组合可以承受高压原理解析
flyback flybuck 组合可以承受高压原理解析目录1. 引言1.1 背景和意义1.2 结构概述1.3 目的2. flyback与flybuck工作原理分析2.1 flyback工作原理解析2.2 flybuck工作原理解析3. 高压承受能力分析3.1 flyback的高压承受能力分析3.2 flybuck的高压承受能力分析4. 实例和应用案例讨论5. 结论与展望引言1.1 背景和意义在现代电子设备中，高压电源是非常重要的组成部分。
然而，由于高压电源涉及到对较高电压的变换和调节，因此需要一种可靠而有效的解决方案来应对这些挑战。
flyback和flybuck是两种常见的电源结构，在高压承受能力以及稳定性等方面表现出色。
1.2 结构概述flyback和flybuck都属于开关电源结构，并且具有相似的工作原理。
它们都采用了磁性元件（如变压器）来实现对输入电能的转换和传递。
通过控制开关管的导通和截止状态，可以实现输入电能到输出端的转换。
1.3 目的本文旨在深入分析flyback和flybuck这两种开关电源结构的工作原理，并重点讨论它们在高压承受能力方面的特点。
通过对比研究flyback和flybuck在不同应用场景下的优势和缺陷，为读者提供一个全面了解飞回路与飞佛克组合在高压环境下应用原理的视角。
接下来，我们将在第二部分对flyback和flybuck的工作原理进行详细分析。
2. flyback与flybuck工作原理分析2.1 flyback工作原理解析flyback是一种常见的开关电源拓扑结构，广泛应用于许多应用领域。
它由一个主要开关器件（通常是MOSFET）和一个变压器组成。
其工作基于能量存储和传输的原理。
在正常操作过程中，输入电压被施加到主开关上，并且当主开关导通时，电流通过变压器的初级线圈。
这个过程导致了磁能的存储。
当主开关断开时，初级线圈中的电流无法立即停止，这就使得磁能在变压器中释放。
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连续模式的FLYBACK变压器设计实例
设计对象：ARRAY 4K Charger TX
设计条件：1．输入电压范围： 160Vac～300Vac
2．设计输出电压： 125Vdc～141Vdc
3．输出功率： 400W
4．效率： 0.85
5．操作频率： 90kHz
设计对象特点：
1．工作模式： 连续模式（损耗较小，对EMI有利）
2．使用芯片： UC3843
3．控制方法： 采用斜率补偿，变峰值电流控制为平均电流控制模式，同时
使Charger具备了PFC功能。
设计过程：
1． 选择磁芯材质
选用铁氧体材质TDK PC40，该材质的饱和磁通约为3900Gauss@100℃，但线性较好的
区域只到3000Gauss，而且需留一定的裕量。所以设计中最大磁通密度maxB设定在
2300Gauss。
2． 选择磁芯操作频率
传递相同的功率，开关频率越大，则所需铁芯尺寸越小。但是，开关频率越大，损耗就
越大（包括MOSFET，Diode，TX等）。实际设计中，原先设定开关频率为130kHz，结
果副边整流二极管由于过热而烧毁，所以修改开关频率sf=90kHz。
3． 选择磁芯尺寸
从能量传递的角度来看，每个开关周期中，MOSFET导通时，市电将能量储存在变压器
的气隙中；在MOSFET关断时，气隙中的能量由副边传给负载。存入的能量应大于传
递的能量，所以有
1
***2peakpeakesinBHVfP
；
假设PFC做得足够好，输入电流为与输入电压同相位的正弦波，有
max
2
paek
B
B
，0paekpeakBH
max
B
为最大磁通密度，paekB为各个开关周期（90kHz）的磁通密度B的峰值在一个正
弦周期（ 100Hz）内的有效值。
代入数值计算，可得
3
500eVmm
， *eegVAL
若要保证1gLmm，则2500eAmm，在TDK的行录中，EE55-21的铁窗面积eA仅
为3542mm，所以从变压器体积和成本上考虑，想保证1gLmm是不现实的。所以，
根据实际空间允许条件选择EE42-20的铁芯，2235eAmm，算得2.13gLmm。
4． 确定原副边匝数比psNNN
max1.3*2**ioMOSFET
VNVV
，其中MOSFETV为900V，maxiV＝300V ，
o
V
为144V（最大输出电压141V加上两个二极管的压降3V），求得N<2.42，取N＝1.8。
5． 确定最大占空比
minmaxmaxmax2****(1)0.53iO
VDNVDD
，峰值处maxD处于0.5~0.6
之间较为合适，即有效利用了3843，也为过零点以及瞬态留出了一定裕量。
（如果觉得根据N算出的最大占空比不合适，可以调整N，但N不能大于2.42）
从设计变压器的角度来说，还需要确定原边匝数PN，副边匝数sN以及原边电感L等参数。
（注意不能使用公式***pacesNBAVdT来确定pN，因为无法确定acB和maxB的关系，以
及输入电压为何值时总磁通密度取到最大值。如果认为总磁通密度最大值出现在输入电压有
效值最低或最高处，请给出确切的理由。）
为了计算pN，给出acB和dcB关于输入电压iu（有效值）的表达式：
2****isacpeudT
BNA
020*2****2*()*2**pisg
in
dc
gi
pe
NudTL
P
BLudNA
上式中dcB指的不是直流工作点（处于交流中间），而是指直流台阶（处于交流下方）。
0
02**2****()*2**inpisgacdcgipe
PNudTL
BBBLudNA
根据电感的伏秒平衡原理，每一个输入电压iu都对应着一个d，即
****2*2*ooiiioioNVNVu
duduNVuNV
令*iud，则的单调性与iu一致。
在输入电压最小处，iu＝160V，d=0.53，*iud＝84.4；
在输入电压最大处，iu＝300V，d=0.38，*iud＝114；
0
02**2***()()2**inpsggpe
PNxTL
BfxLxNA
， [84.8,114x
要确保在任意输入电压时都不发生磁饱和，则要求
对于任意的[84.8,114]x，max()fxB，即
2
2
max022220sgpeginpe
TLxNABLxPNA
代入数值，即方程2256.7390664.60ppxNxN要将的两个根[84.8,114]x夹在中间
解方程得：123.1;3.7ppxNxN
于是有123.127.353.730.8ppppxNNxNN，pN无解！
pN无解意味着在以上选取的参数条件下，无论p
N
如何取值，都无法确保[84.8,114]x即
[160,300]iV
内都不发生磁饱和。
从方程的角度查找原因：
1． x范围过大，即要求不饱和的输入电压范围过大，情况允许可以考虑缩小其范围。
2． 抛物线的开口太小，无法包含所需要的x的范围。设法增加抛物线的开口。
将以上的一元二次方程消去二次项系数，有
22
02max220inspe
pes
e
PfNA
xNABfxV
，
方程的两个根之差在22021max82insspeePfxxBfNAV
要想取到一个peNA，使得184.8x且2114x，则要求
22
021max82ins
s
pee
Pf
xxBfNAV
越大越好。
从上式中可以看出，选择更好的材质提高maxB、增加操作频率sf、增加储能气隙的体积
e
V
或减小功率inP均有利于确保在输入电压范围内磁通不饱和。但由于改善抛物线开口都需要
付出一定的代价，所以从实际应用的角度，只要取到抛物线的开口刚好大到我们所需要的范
围即可，即184.8x且2114x
令11pexaNA，22pexaNA，
则有1284.8114aa （1）
根据一元二次方程的韦达定理，有
0122ins
e
Pf
aaV
（2）
12max2s
aaBf
（3）
（1）（2）（3）三个方程除了两个未知数1a和2a外，还可以确定一个我们希望修改的变量，
设修改eV，可以解出
1
a
＝12487，2a＝16783，
3
509eVmm
，所以修改气隙长度2.16gLmm
进一步求得31184.86.8*1012487pexNAa
原边匝数366.8*1028.929235*10pN匝。
副边匝数16.1161.8psNN匝
原边电感值20115pepgNALHL
以上主要通过理论计算来优化参数pN，变压器原副边的线径选取及损耗计算请参考罗汉生
的报告《不连续模式Flyback变压器的设计》，此处暂略。