PD66W快充开关电源变压器设计步骤
【最牛笔记】开关电源设计全过程！
【最⽜笔记】开关电源设计全过程！反激变换器设计笔记1、概述开关电源的设计是⼀份⾮常耗时费⼒的苦差事，需要不断地修正多个设计变量，直到性能达到设计⽬标为⽌。
本⽂step-by-step 介绍反激变换器的设计步骤，并以⼀个6.5W 隔离双路输出的反激变换器设计为例，主控芯⽚采⽤NCP1015。
基本的反激变换器原理图如图 1 所⽰，在需要对输⼊输出进⾏电⽓隔离的低功率（1W～60W）开关电源应⽤场合，反激变换器（Flyback Converter）是最常⽤的⼀种拓扑结构（Topology）。
简单、可靠、低成本、易于实现是反激变换器突出的优点。
2、设计步骤接下来，参考图 2 所⽰的设计步骤，⼀步⼀步设计反激变换器1.Step1：初始化系统参数------输⼊电压范围：Vinmin_AC 及Vinmax_AC------电⽹频率：fline（国内为50Hz）------输出功率：（等于各路输出功率之和）------初步估计变换器效率：η（低压输出时，η取0.7～0.75，⾼压输出时，η取0.8～0.85）根据预估效率，估算输⼊功率：对多路输出，定义KL（n）为第n 路输出功率与输出总功率的⽐值：单路输出时，KL（n）=1.2. Step2：确定输⼊电容CbulkCbulk 的取值与输⼊功率有关，通常，对于宽输⼊电压（85～265VAC），取2～3µF/W；对窄范围输⼊电压（176～265VAC），取1µF/W 即可，电容充电占空⽐Dch ⼀般取0.2 即可。
⼀般在整流后的最⼩电压Vinmin_DC 处设计反激变换器，可由Cbulk 计算Vinmin_DC：3. Step3：确定最⼤占空⽐Dmax反激变换器有两种运⾏模式：电感电流连续模式（CCM）和电感电流断续模式（DCM）。
两种模式各有优缺点，相对⽽⾔，DCM 模式具有更好的开关特性，次级整流⼆极管零电流关断，因此不存在CCM 模式的⼆极管反向恢复的问题。
经典开关电源设计原理及设计全程
经典开关电源设计原理及设计全程摘要：开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源，开关电源一般由脉冲宽度调制(PWM)控制IC和MOSFET构成。
关键字：开关电源,电力电子技术,PWM,控制IC,MOSFET一、概论开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源，开关电源一般由脉冲宽度调制(PWM)控制IC 和MOSFET构成。
开关电源和线性电源相比，二者的成本都随着输出功率的增加而增长，但二者增长速率各异。
线性电源成本在某一输出功率点上，反而高于开关电源，这一点称为成本反转点。
随着电力电子技术的发展和创新，使得开关电源技术也在不断地创新，这一成本反转点日益向低输出电力端移动，这为开关电源提供了广阔的发展空间电源有如人体的心脏，是所有电设备的动力。
但电源却不像心脏那样形式单一。
因为，标志电源特性的参数有功率、电源、频率、噪声及带载时参数的变化等等;在同一参数要求下，又有体积、重量、形态、效率、可靠性等指标，人可按此去"塑造"和完美电源，因此电源的形式是极多的。
随着电力电子技术的高速发展，电力电子设备与人们的工作、生活的关系日益密切，而电子设备都离不开可靠的电源，进入80年代计算机电源全面实现了开关电源化，率先完成计算机的电源换代，进入90年代开关电源相继进入各种电子、电器设备领域，程控交换机、通讯、电子检测设备电源、控制设备电源等都已广泛地使用了开关电源，更促进了开关电源技术的迅速发展。
开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关晶体管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源，开关电源一般由脉冲宽度调制(PWM)控制IC 和MOSFET构成。
开关电源和线性电源相比，二者的成本都随着输出功率的增加而增长，但二者增长速率各异。
线性电源成本在某一输出功率点上，反而高于开关电源，这一成本反转点。
如何一步一步设计开关电源？开关电源设计调试步骤全过程
如何一步一步设计开关电源？开关电源设计调试步骤全过程针对开关电源很多人觉得很难，其实不然。
设计一款开关电源并不难，难就难在做精，等你真正入门了，积累一定的经验，再采用分立的结构进行设计就简单多了。
万事开头难，笔者在这就抛砖引玉，慢慢讲解如何一步一步设计开关电源。
开关电源设计的第一步就是看规格，具体的很多人都有接触过，也可以提出来供大家参考，我帮忙分析。
在这里只带大家设计一款宽范围输入的，12V2A的常规隔离开关电源。
1、首先确定功率根据具体要求来选择相应的拓扑结构；这样的一个开关电源多选择反激式(flyback)基本上可以满足要求。
在这里我会更多的选择是经验公式来计算，有需要分析的，可以拿出来再讨论。
2、选择相应的PWMIC和MOS来进行初步的电路原理图设计当我们确定用flyback拓扑进行设计以后，我们需要选择相应的PWMIC和MOS来进行初步的电路原理图设计(sch)。
无论是选择采用分立式的还是集成的都可以自己考虑。
对里面的计算我还会进行分解。
分立式：PWMIC与MOS是分开的，这种优点是功率可以自由搭配，缺点是设计和调试的周期会变长（仅从设计角度来说）；集成式：就是将PWMIC与MOS集成在一个封装里，省去设计者很多的计算和调试分步，适合于刚入门或快速开发的环境。
3、做原理图确定所选择的芯片以后，开始做原理图(sch)，在这里我选用STVIPer53DIP(集成了MOS)进行设计。
设计前最好都先看一下相应的datasheet，确认一下简单的参数。
无论是选用PI的集成，或384x或OBLD等分立的都需要参考一下datasheet。
一般datasheet里都会附有简单的电路原理图，这些原理图是我们的设计依据。
4、确定相应的参数当我们将原理图完成以后，需要确定相应的参数才能进入下一步PCBLayout。
当然不同的公司不同的流程，我们需要遵守相应的流程，养成一个良好的设计习惯，这一步可能会有初步评估，原理图确认，等等，签核完毕后就可以进行计算了。
开关电源设计全过程
开关电源设计全过程1 目的希望以简短的篇幅,将公司目前设计的流程做介绍,若有介绍不当之处,请不吝指教.2 设计步骤:2.1 绘线路图、PCB Layout.2.2 变压器计算.2.3 零件选用.2.4 设计验证.3 设计流程介绍(以DA-14B33为例):3.1 线路图、PCB Layout请参考资识库中说明.3.2 变压器计算:变压器是整个电源供应器的重要核心,所以变压器的计算及验证是很重要的,以下即就DA-14B33变压器做介绍. 3.2.1 决定变压器的材质及尺寸:依据变压器计算公式B(max) =铁心饱合的磁通密度(Gauss)¬Lp =一次侧电感值(uH)¬¬ Ip = 一次侧峰值电流(A)Np =一次侧(主线圈)圈数¬Ae =铁心截面积(cm2)¬B(max)¬依铁心的材质及本身的温度来决定,以TDK Ferrite Core PC40为例,100℃时的B(max)为3900 Gauss,设计时应考虑零件误差,所以一般取3000~3500 Gauss之间,若所设计的power为Adapter(有外壳)则应取3000 Gauss左右,以避免铁心因高温而饱合,一般而言铁心的尺寸越大,Ae越高,所以可以做较大瓦数的Power.3.2.2 决定一次侧滤波电容:滤波电容的决定,可以决定电容器上的Vin(min),滤波电容越大,Vin(win)越高,可以做较大瓦数的Power,但相对价格亦较高.3.2.3 决定变压器线径及线数:当变压器决定后,变压器的Bobbin即可决定,依据Bobbin的槽宽,可决定变压器的线径及线数,亦可计算出线径的电流密度,电流密度一般以6A/mm2为参考,电流密度对变压器的设计而言,只能当做参考值,最终应以温升记录为准.3.2.4 决定Duty cycle (工作周期):由以下公式可决定Duty cycle ,Duty cycle的设计一般以50%为基准,Duty cycle若超过50%易导致振荡的发生. NS =二次侧圈数¬NP =¬一次侧圈数Vo =输出电压¬VD=二极管顺向电压¬Vin(min) =滤波电容上的谷点电压¬D =¬工作周期(Duty cycle)3.2.5 决定Ip值:Ip =一次侧峰值电流¬Iav =一次侧平均电流¬Pout =输出瓦数¬效率¬PWM震荡频率¬3.2.6 决定辅助电源的圈数:依据变压器的圈比关系,可决定辅助电源的圈数及电压.3.2.7 决定MOSFET及二次侧二极管的Stress(应力):依据变压器的圈比关系,可以初步计算出变压器的应力(Stress)是否符合选用零件的规格,计算时以输入电压264V(电容器上为380V)为基准.3.2.8 其它:若输出电压为5V以下,且必须使用TL431而非TL432时,须考虑多一组绕组提供Photo coupler及TL431使用.3.2.9 将所得资料代入公式中,如此可得出B(max),若B(max)值太高或太低则参数必须重新调整.3.2.10 DA-14B33变压器计算:输出瓦数13.2W(3.3V/4A),Core = EI-28,可绕面积(槽宽)=10mm,Margin Tape =″ 2.8mm(每边),剩余可绕面积=4.4mm.假设fT = 45 KHz ,Vin(min)=90V,″ =0.7,P.F.=0.5(cosθ),Lp=1600 Uh计算式:″变压器材质及尺寸:λ″由以上假设可知材质为PC-40,尺寸=EI-28,Ae=0.86cm2,可绕面积(槽宽)=10mm,因Margin Tape使用2.8mm,所以剩余可绕面积为4.4mm.假设滤波电容使用47uF/400V,Vin(min)暂定90V.″λ决定变压器的线径及线数:假设NP使用0.32ψ的线″电流密度=可绕圈数=″假设Secondary使用0.35ψ的线电流密度=假设使用4P,则″电流密度=可绕圈数=决定Dutyλ cycle:假设Np=44T,Ns=2T,VD=0.5(使用schottky Diode)″决定Ip值:λλ决定辅助电源的圈数:假设辅助电源=12VNA1=6.3圈假设使用0.23ψ的线可绕圈数=若NA1=6Tx2P,则辅助电源=11.4V决定MOSFET及二次侧二极管的Stress(应力):λMOSFET(Q1) =最高输入电压(380V)+ ==463.6VDiode(D5)=输出电压(Vo)+ x最高输入电压(380V)==20.57VDiode(D4)== =41.4V其它:λ因为输出为3.3V,而TL431的Vref值为2.5V,若再加上photo coupler上的压降约1.2V,将使得输出电压无法推动Photo coupler及TL431,所以必须另外增加一组线圈提供回授路径所需的电压.假设NA2 = 4T使用0.35ψ线,则可绕圈数= ,所以可将NA2定为4Tx2Pλ变压器的接线图:λ3.3 零件选用:零件位置(标注)请参考线路图: (DA-14B33 Schematic)3.3.1 FS1:由变压器计算得到Iin值,以此Iin值(0.42A)可知使用公司共享料2A/250V,设计时亦须考虑Pin(max)时的Iin是否会超过保险丝的额定值.3.3.2 TR1(热敏电阻):电源启动的瞬间,由于C1(一次侧滤波电容)短路,导致Iin电流很大,虽然时间很短暂,但亦可能对Power产生伤害,所以必须在滤波电容之前加装一个热敏电阻,以限制开机瞬间Iin在Spec之内(115V/30A,230V/60A),但因热敏电阻亦会消耗功率,所以不可放太大的阻值(否则会影响效率),一般使用SCK053(3A/5Ω),若C1电容使用较大的值,则必须考虑将热敏电阻的阻值变大(一般使用在大瓦数的Power上).3.3.3 VDR1(突波吸收器):当雷极发生时,可能会损坏零件,进而影响Power的正常动作,所以必须在靠AC输入端 (Fuse之后),加上突波吸收器来保护Power(一般常用07D471K),但若有价格上的考虑,可先忽略不装.3.3.4 CY1,CY2(Y-Cap):Y-Cap一般可分为Y1及Y2电容,若AC Input有FG(3 Pin)一般使用Y2- Cap , AC Input若为2Pin(只有L,N)一般使用Y1-Cap,Y1与Y2的差异,除了价格外(Y1较昂贵),绝缘等级及耐压亦不同(Y1称为双重绝缘,绝缘耐压约为Y2的两倍,且在电容的本体上会有“回”符号或注明Y1),此电路因为有FG所以使用Y2-Cap,Y-Cap会影响EMI 特性,一般而言越大越好,但须考虑漏电及价格问题,漏电(Leakage Current )必须符合安规须求(3Pin公司标准为750uA max).3.3.5 CX1(X-Cap)、RX1:X-Cap为防制EMI零件,EMI可分为Conduction及Radiation两部分,Conduction规范一般可分为: FCC Part 15J Class B 、CISPR 22(EN55022) Class B 两种 , FCC测试频率在450K~30MHz,CISPR 22测试频率在150K~30MHz, Conduction可在厂内以频谱分析仪验证,Radiation 则必须到实验室验证,X-Cap 一般对低频段(150K ~ 数M之间)的EMI防制有效,一般而言X-Cap愈大,EMI防制效果愈好(但价格愈高),若X-Cap在0.22uf 以上(包含0.22uf),安规规定必须要有泄放电阻(RX1,一般为1.2MΩ 1/4W).3.3.6 LF1(Common Choke):EMI防制零件,主要影响Conduction 的中、低频段,设计时必须同时考虑EMI特性及温升,以同样尺寸的Common Choke而言,线圈数愈多(相对的线径愈细),EMI防制效果愈好,但温升可能较高.3.3.7 BD1(整流二极管):将AC电源以全波整流的方式转换为DC,由变压器所计算出的Iin值,可知只要使用1A/600V的整流二极管,因为是全波整流所以耐压只要600V即可.3.3.8 C1(滤波电容):由C1的大小(电容值)可决定变压器计算中的Vin(min)值,电容量愈大,Vin(min)愈高但价格亦愈高,此部分可在电路中实际验证Vin(min)是否正确,若AC Input 范围在90V~132V (Vc1 电压最高约190V),可使用耐压200V的电容;若AC Input 范围在90V~264V(或180V~264V),因Vc1电压最高约380V,所以必须使用耐压400V的电容.Re:开关电方设计 过祘3.3.9 D2(辅助电源二极管):整流二极管,一般常用FR105(1A/600V)或BYT42M(1A/1000V),两者主要差异:1. 耐压不同(在此处使用差异无所谓)2. VF不同(FR105=1.2V,BYT42M=1.4V)3.3.10 R10(辅助电源电阻):主要用于调整PWM IC的VCC电压,以目前使用的3843而言,设计时VCC必须大于8.4V(Min. Load时),但为考虑输出短路的情况,VCC电压不可设计的太高,以免当输出短路时不保护(或输入瓦数过大).3.3.11 C7(滤波电容):辅助电源的滤波电容,提供PWM IC较稳定的直流电压,一般使用100uf/25V电容.3.3.12 Z1(Zener 二极管):当回授失效时的保护电路,回授失效时输出电压冲高,辅助电源电压相对提高,此时若没有保护电路,可能会造成零件损坏,若在3843 VCC与3843 Pin3脚之间加一个Zener Diode,当回授失效时Zener Diode会崩溃,使得Pin3脚提前到达1V,以此可限制输出电压,达到保护零件的目的.Z1值的大小取决于辅助电源的高低,Z1的决定亦须考虑是否超过Q1的VGS耐压值,原则上使用公司的现有料(一般使用1/2W即可).3.3.13 R2(启动电阻):提供3843第一次启动的路径,第一次启动时透过R2对C7充电,以提供3843 VCC所需的电压,R2阻值较大时,turn on的时间较长,但短路时Pin瓦数较小,R2阻值较小时,turn on的时间较短,短路时Pin瓦数较大,一般使用220KΩ/2W M.O..3.3.14 R4 (Line Compensation):高、低压补偿用,使3843 Pin3脚在90V/47Hz及264V/63Hz接近一致(一般使用750KΩ~1.5MΩ 1/4W之间).3.3.15 R3,C6,D1 (Snubber):此三个零件组成Snubber,调整Snubber的目的:1.当Q1 off瞬间会有Spike产生,调整Snubber可以确保Spike 不会超过Q1的耐压值,2.调整Snubber可改善EMI.一般而言,D1使用1N4007(1A/1000V)EMI特性会较好.R3使用2W M.O.电阻,C6的耐压值以两端实际压差为准(一般使用耐压500V的陶质电容).3.3.16 Q1(N-MOS):目前常使用的为3A/600V及6A/600V两种,6A/600V的RDS(ON)较3A/600V小,所以温升会较低,若IDS电流未超过3A,应该先以3A/600V为考虑,并以温升记录来验证,因为6A/600V的价格高于3A/600V许多,Q1的使用亦需考虑VDS是否超过额定值.3.3.17 R8:R8的作用在保护Q1,避免Q1呈现浮接状态.3.3.18 R7(Rs电阻):3843 Pin3脚电压最高为1V,R7的大小须与R4配合,以达到高低压平衡的目的,一般使用2W M.O.电阻,设计时先决定R7后再加上R4补偿,一般将3843 Pin3脚电压设计在0.85V~0.95V之间(视瓦数而定,若瓦数较小则不能太接近1V,以免因零件误差而顶到1V).3.3.19 R5,C3(RC filter):滤除3843 Pin3脚的噪声,R5一般使用1KΩ 1/8W,C3一般使用102P/50V的陶质电容,C3若使用电容值较小者,重载可能不开机(因为3843 Pin3瞬间顶到1V);若使用电容值较大者,也许会有轻载不开机及短路Pin过大的问题.3.3.20 R9(Q1 Gate电阻 ):R9电阻的大小,会影响到EMI及温升特性,一般而言阻值大,Q1 turn on / turn off的速度较慢,EMI特性较好,但Q1的温升较高、效率较低(主要是因为turn off速度较慢);若阻值较小, Q1 turn on / turn off的速度较快,Q1温升较低、效率较高,但EMI较差,一般使用51Ω-150Ω 1/8W.3.3.21 R6,C4(控制振荡频率):决定3843的工作频率,可由Data Sheet得到R、C组成的工作频率,C4一般为10nf的电容(误差为5%),R6使用精密电阻,以DA-14B33为例,C4使用103P/50V PE电容,R6为3.74KΩ 1/8W精密电阻,振荡频率约为45 KHz.3.3.22 C5:功能类似RC filter,主要功用在于使高压轻载较不易振荡,一般使用101P/50V陶质电容.3.3.23 U1(PWM IC):3843是PWM IC的一种,由Photo Coupler (U2)回授信号控制Duty Cycle的大小,Pin3脚具有限流的作用(最高电压1V),目前所用的3843中,有KA3843(SAMSUNG)及UC3843BN(S.T.)两种,两者脚位相同,但产生的振荡频率略有差异,UC3843BN较KA3843快了约2KHz,fT的增加会衍生出一些问题(例如:EMI问题、短路问题),因KA3843较难买,所以新机种设计时,尽量使用UC3843BN.3.3.24 R1、R11、R12、C2(一次侧回路增益控制):3843内部有一个Error AMP(误差放大器),R1、R11、R12、C2及Error AMP组成一个负回授电路,用来调整回路增益的稳定度,回路增益,调整不恰当可能会造成振荡或输出电压不正确,一般C2使用立式积层电容(温度持性较好).3.3.25 U2(Photo coupler)光耦合器(Photo coupler)主要将二次侧的信号转换到一次侧(以电流的方式),当二次侧的TL431导通后,U2即会将二次侧的电流依比例转换到一次侧,此时3843由Pin6 (output)输出off的信号(Low)来关闭Q1,使用Photo coupler的原因,是为了符合安规需求(primacy to secondary的距离至少需5.6mm).3.3.26 R13(二次侧回路增益控制):控制流过Photo coupler的电流,R13阻值较小时,流过Photo coupler的电流较大,U2转换电流较大,回路增益较快(需要确认是否会造成振荡),R13阻值较大时,流过Photo coupler的电流较小,U2转换电流较小,回路增益较慢,虽然较不易造成振荡,但需注意输出电压是否正常.3.3.27 U3(TL431)、R15、R16、R18调整输出电压的大小, ,输出电压不可超过38V(因为TL431 VKA最大为36V,若再加Photo coupler的VF值,则Vo应在38V以下较安全),TL431的Vref为2.5V,R15及R16并联的目的使输出电压能微调,且R15与R16并联后的值不可太大(尽量在2KΩ以下),以免造成输出不准.3.3.28 R14,C9(二次侧回路增益控制):控制二次侧的回路增益,一般而言将电容放大会使增益变慢;电容放小会使增益变快,电阻的特性则刚好与电容相反,电阻放大增益变快;电阻放小增益变慢,至于何谓增益调整的最佳值,则可以Dynamic load来量测,即可取得一个最佳值.3.3.29 D4(整流二极管):因为输出电压为 3.3V,而输出电压调整器(Output Voltage Regulator)使用TL431(Vref=2.5V)而非TL432(Vref=1.25V),所以必须多增加一组绕组提供Photo coupler及TL431所需的电源,因为U2及U3所需的电流不大(约10mA左右),二极管耐压值100V即可,所以只需使用1N4148(0.15A/100V).3.3.30 C8(滤波电容):因为U2及U3所需的电流不大,所以只要使用1u/50V即可.3.3.31 D5(整流二极管):输出整流二极管,D5的使用需考虑:a. 电流值b. 二极管的耐压值以DA-14B33为例,输出电流4A,使用10A的二极管(Schottky)应该可以,但经点温升验证后发现D5温度偏高,所以必须换为15A的二极管,因为10A的VF较15A的VF 值大.耐压部分40V经验证后符合,因此最后使用15A/40V Schottky.3.3.32 C10,R17(二次侧snubber) :D5在截止的瞬间会有spike产生,若spike超过二极管(D5)的耐压值,二极管会有被击穿的危险,调整snubber可适当的减少spike的电压值,除保护二极管外亦可改善EMI,R17一般使用1/2W的电阻,C10一般使用耐压500V的陶质电容,snubber调整的过程(264V/63Hz)需注意R17,C10是否会过热,应避免此种情况发生.3.3.33 C11,C13(滤波电容):二次侧第一级滤波电容,应使用内阻较小的电容(LXZ,YXA…),电容选择是否洽当可依以下三点来判定:a. 输出Ripple电压是符合规格b. 电容温度是否超过额定值c. 电容值两端电压是否超过额定值3.3.34 R19(假负载):适当的使用假负载可使线路更稳定,但假负载的阻值不可太小,否则会影响效率,使用时亦须注意是否超过电阻的额定值(一般设计只使用额定瓦数的一半).3.3.35 L3,C12(LC滤波电路):LC滤波电路为第二级滤波,在不影响线路稳定的情况下,一般会将L3 放大(电感量较大),如此C12可使用较小的电容值.4 设计验证:(可分为三部分)a. 设计时间验证b. 样品制作验证c. QE验证4.1 设计时间验证设计实验阶段应该养成记录的习惯,记录可以验证实验结果是否与电气规格相符,以下即就DA-14B33设计时间验证做说明(验证项目视规格而定).4.1.1 电气规格验证:4.1.1.1 3843 PIN3脚电压(full load 4A) :90V/47Hz = 0.83V115V/60Hz = 0.83V132V/60Hz = 0.83V180V/60Hz = 0.86V230V/60Hz = 0.88V264V/63Hz = 0.91V4.1.1.2 Duty Cycle , fT:4.1.1.3 Vin(min) = 100V (90V / 47Hz full load)4.1.1.4 Stress (264V / 63Hz full load) :Q1 MOSFET:4.1.1.5 辅助电源(开机,满载)、短路Pin max.:4.1.1.6 Static (full load)Pin(w) Iin(A) Iout(A) Vout(V) P.F. Ripple(mV) Pout(w) eff90V/47Hz 18.7 0.36 4 3.30 0.57 32 13.22 70.7115V/60Hz 18.6 0..31 4 3.30 0.52 28 13.22 71.1132V/60Hz 18.6 0.28 4 3.30 0.50 29 13.22 71.1180V/60Hz 18.7 0.21 4 3.30 0.49 30 13.23 70.7230V/60Hz 18.9 0.18 4 3.30 0.46 29 13.22 69.9264V/60Hz 19.2 0.16 4 3.30 0.45 29 13.23 68.94.1.1.7 Full Range负载(0.3A-4A)(验证是否有振荡现象)4.1.1.8 回授失效(输出轻载)Vout = 8.3V⎢90V/47HzVout = 6.03V⎢264V/63Hz4.1.1.9 O.C.P.(过电流保护)90V/47Hz = 7.2A264V/63Hz = 8.4A4.1.1.10 Pin(max.)90V/47Hz = 24.9W264V/63Hz = 27.1W4.1.1.11 Dynamic testH=4A,t1=25ms,slew Rate = 0.8A/ms (Rise)L=0.3A,t2=25ms,slew Rate = 0.8A/ms (Full)90V/47Hz264V/63Hz4.1.1.12 HI-POT test:HI-POT test一般可分为两种等级:输入为3 Pin(有FG者),HI-POT test为1500Vac/1¬ minute.Y-CAP使用Y2-CAP输入为2 Pin(无FG者),HI-POT test为3000Vac/1¬ minute.Y-CAP使用Y1-CAPDA-14B33属于输入3 PIN HI-POT test 为1500Vac/1 minute.4.1.1.13 Grounding test:输入为3 Pin(有FG者),一般均要测接地阻(Grounding test),安规规定FG到输出线材(输出端)的接地电阻不能超过100MΩ(2.5mA/3 Second).4.1.1.14 温升记录设计实验定案后(暂定),需针对整体温升及EMI做评估,若温升或EMI无法符合规格,则需重新实验.温升记录请参考附件,D5原来使用BYV118(10A/40V Schottky barrier 肖特基二极管 ),因温升较高改为PBYR1540CTX(15A/40V).4.1.1.15 EMI测试:EMI测试分为二类:Conduction(传导干扰)¬Radiation(幅射干扰)¬前者视规范不同而有差异(FCC : 450K - 30MHz,CISPR 22 :150K - 30MHz),前者可利用厂内的频谱分析仪验证;后者(范围由30M - 300MHz,则因厂内无设备必须到实验室验证,Conduction,Radiation测试数据请参考附件) .4.1.1.16 机构尺寸:设计时间即应对机构尺寸验证,验证的项目包括 : PCB尺寸、零件限高、零件禁置区、螺丝孔位置及孔径、外壳孔寸….,若设计时间无法验证,则必须在样品阶段验证.4.1.2 样品验证:样品制作完成后,除温升记录、EMI测试外(是否需重新验证,视情况而定),每一台样品都应经过验证(包括电气及机构尺寸),此阶段的电气验证可以以ATE(Chroma)测试来完成,ATE测试必须与电气规格相符.4.1.3 QE验证:QE针对工程部所提供的样品做验证,工程部应提供以下交件及样品供QE验证.。
开关电源用高频变压器设计
技术机密文件开关电源变压器的设计——电路相关技术参数计算公式及其推导刃禾一、正激式开关电源高频变压器：No 1 2 待求参数项 副边电压 Vs 最大占空比θonmax 详细公式 Vs = Vp*Ns/Np θonmax = Vo/(Vs-0.5)1、θonmax 的概念是指：根据磁通复位原则，其在闭环控制下所能达到的最大占空比。
2、0.5 是考虑输出整流二极管压降的调整值，以下同。
3 临界输出电感 LsotonLso = (Vs-0.5)*(Vs-0.5-Vo)*θonmax /(2*f*Po)21、由能量守恒：(1/T)*∫0 {Vs*[(Vs-Vo)*t/Lso]}dt = Po 2、Ton=θon/f 4 实际工作占空比θon 如果输出电感 Ls≥Lso：θon=θonmax 否则： θon=√{2*f*Ls*Po /[(Vs-0.5)*(Vs-0.5-Vo)]}ton1、由能量守恒：(1/T)*∫0 {Vs*[(Vs-Vo)*t/Ls]}dt = Po 2、Ton=θon/f 5 6 导通时间 Ton 最小副边电流 IsmintonTon =θon /f Ismin = [Po-(Vs-0.5)*(Vs-0.5-Vo)*θon /(2*f*Ls)]/[(Vs-0.5)*θon]21、由能量守恒：(1/T)*∫0 {Vs*[(Vs-Vo)*t/Ls+Ismin]}dt = Po 2、Ton=θon/f 7 8 9 副边电流增量 ΔIs 副边电流峰值 Ismax 副边有效电流 IstonΔIs = (Vs-0.5-Vo)* Ton/ Ls Ismax = Ismin+ΔIs Is = √[(Ismin + Ismin*ΔIs+ΔIs /3)*θon]2 2 21、Is=√[(1/T)*∫0 (Ismin+ΔIs*t/Ton) dt] 2、θon= Ton/T 10 11 12 副边电流直流分量 Isdc 副边电流交流分量 Isac 副边绕组需用线径 Ds 电流密度取 5A/mm 13 14 15 原边励磁电流 Ic 最小原边电流 Ipmin 原边电流增量 ΔIp2Isdc = (Ismin+ΔIs/2) *θon Isac = √(Is - Isdc ) Ds = 0.5*√Is2 2Ic = Vp*Ton / Lp Ipmin = Ismin*Ns/Np ΔIp = (ΔIs* Ns/Np+Ic)/η第1页 共9页技术机密文件开关电源变压器的设计——电路相关技术参数计算公式及其推导刃禾16 17原边电流峰值 Ipmax 原边有效电流 IptonIpmax = Ipmin+ΔIp Ip = √[(Ipmin + Ipmin*ΔIp+ΔIp /3)*θon]2 2 21、Ip=√[(1/T)*∫0 (Ipmin+ΔIp*t/Ton) dt] 2、θon= Ton/T 18 19 20 原边电流直流分量 Ipdc 原边电流交流分量 Ipac 原边绕组需用线径 Dp 电流密度取 4.2A/mm 21 22 23 24 25 262Ipdc = (Ipmin+ΔIp/2) *θon Ipac = √(Ip - Ipdc ) Dp = 0.55*√Ip2 2最大励磁释放圈数 Np′ 磁感应强度增量 ΔB 剩磁 Br 最大磁感应强度 Bm 标称磁芯材质损耗 PFe (100KHz 100℃ KW/m3) 选用磁芯的损耗系数ω 1.08 为调节系数Np′=η*Np*(1-θon) /θon ΔB = Vp*θon / (Np*f*Sc) Br = 0.1T Bm = ΔB+Br 磁芯材质 PC30：PFe = 600 磁芯材质 PC40：PFe = 450 ω= 1.08* PFe / (0.2 *100 )2.4 1.227 28 29磁芯损耗 Pc 气隙导磁截面积 Sg 有效磁芯气隙δ′ 1、根据磁路欧姆定律：H*l = I*Np 又有：H = B/μPc = ω*Vc*(ΔB/2) *f2.41.2方形中心柱：Sg= [(a+δ′/2)*( b+δ′/2)/(a*b)]*Sc 2 2 圆形中心柱：Sg= {π*(d/2+δ′/2) /[π*(d/2) ]} *Sc δ′=μo*(Np *Sc/Lp-Sc/AL) 有空气隙时：Hc*lc + Ho*lo = Ip*Np2Ip = Vp*Ton/Lp 代入上式得：ΔB*lc/μc +ΔB*δ/μo = Vp*Ton*Np /Lp式中：lc 为磁路长度，δ为空气隙长度，Np 为初级圈数，Lp 为初级电感量，ΔB 为工作磁感应强度增量； μo 为空气中的磁导率，其值为 4π×10 H/m； 2、ΔB=Vp*Ton/Np*Sc 3、μc 为磁芯的磁导率，μc=μe*μo 4、μe 为闭合磁路（无气隙）的有效磁导率，μe 的推导过程如下： 由：Hc*lc=Ip*Np Hc=Bc/μc=Bc/μe*μo Ip=Vp*Ton/Lpo 得到：Bc*lc/(μe*μo)=Np*Vp*Ton/Lpo2 -7又根据：Bc=Vp*Ton/Np*Sc代入上式化简 得：μe = Lpo*lc/μo*Np *Sc第2页 共9页技术机密文件开关电源变压器的设计——电路相关技术参数计算公式及其推导2刃禾5、Lpo 为对应 Np 下闭合磁芯的电感量，其值为：Lpo = AL*Np26、将式步骤 5 代入 4，4 代入 3，3、2 代入 1 得：Lp =Np *Sc/(Sc/AL +δ/μo) 如果δ′/lc≤0.005： δ=δ′ 2 如果δ′/lc＞0.03： δ=μo*Np *Sc/Lp 否则 δ=δ′*Sg/Sc ΔD = 132.2/√f Uceo = √2 *Vinmax+√2 *Vinmax*Np/ Np′ Ud = Vo+√2 *Vinmax*Ns/Np′ Ud′=√2 *Vinmax*Ns/Np30实际磁芯气隙 δ31 32 33 34穿透直径 ΔD 开关管反压 Uceo 输出整流管反压 Ud 副边续流二极管反压 Ud′第3页 共9页技术机密文件开关电源变压器的设计——电路相关技术参数计算公式及其推导刃禾二、双端开关电源高频变压器：No 1 2 待求参数项 副边电压 Vs 最大占空比θonmax 如果为半桥：Vs = Vp*Ns/(2*Np) 否则： Vs = Vp*Ns/Np θonmax = Vo/(Vs-0.5) 详细公式1、θonmax 的概念是指：根据磁通复位原则，其在闭环控制下所能达到的最大占空比。
开关电源设计手册（看2遍就懂）.pdf
开关电源设计⼿册（看2遍就懂）.pdf 反激式开关电源变压器设计计学习培训教材反激式开关电源变压器设计(2)⼀、变压器的设计步骤和计算公式：1.1 变压器的技术要求:输⼊电压范围；输出电压和电流值；输出电压精度；效率η；磁芯型号；⼯作频率f；最⼤导通占空⽐Dmax；最⼤⼯作磁通密度Bmax;其它要求。
1.2 估算输⼊功率，输出电压，输⼊电流和峰值电流:1）估算总的输出功率：P o=V01x I01+V02x I02……2）估算输⼊功率：P in= P o/η3）计算最⼩和最⼤输⼊电流电压V in(MIN)=AC MIN x1.414(DCV)V in(MAX)=AC MAX x1.414(DCV)技术部培训教材反激式开关电源变压器设计(2)4）计算最⼩和最⼤输⼊电流电流I in(MIN)=P INx VIN (MAX)Iin(MAX)=PINx VIN (MIN)5）估算峰值电流：K POUTI PK = VIN (MIN)其中：K=1.4(Buck 、推挽和全桥电路）K=2.8(半桥和正激电路） K=5.5(Boost ，Buck- Boost 和反激电路）技术部培训教材反激式开关电源变压器设计(2)1.3 确定磁芯尺⼨确定磁芯尺⼨有两种形式，第⼀种按制造⼚提供的图图表表，，按按各各种种磁磁芯芯可传递的能量来选择磁芯，例如下表：表⼀输出功率与⼤致的磁芯尺⼨的关系输出功率/W MPP环形E-E、E E--L L等等磁磁芯芯磁芯直径/（in/mm) (每边)/()/(in/mm)in/mm)<5 0.65(16) 0.5(11)5(11)<25 0.80(20) 1.1(30)1(30)<50 1.1(30) 1.4(35)4(35)<100 1.5(38) 1.8(47)8(47)<250 2.0(51) 2.4(60)4(60)技术部培训教材反激式开关电源变压器设计(2)第⼆种是计算⽅式，⾸先假定变压器是单绕组，每增加加⼀⼀个个绕绕组组并并考考虑安规要求，就需增加绕组⾯积和磁芯尺⼨，⽤“窗⼝利⽤⽤因因数数””来来修修整整。
开关电源变压器的计算
开关电源变压器的计算一、开关电源变压器设计的基本原理1.输出功率的计算输出功率是决定变压器尺寸和设计的重要参数。
通常，输出功率可以通过以下公式计算：Pout = Vout * Iout其中，Pout为输出功率，Vout为输出电压，Iout为输出电流。
根据实际应用需求，可以确定输出功率。
2.输入电压范围的确定输入电压范围是指变压器能够工作的最小和最大输入电压。
根据实际应用需求和电网电压标准，可以确定输入电压范围。
3.输出电压的计算根据实际应用需求，可以确定输出电压。
输出电压主要由两个因素决定：输入电压和变压器变比。
可以根据以下公式计算输出电压：Vout = Vin * N2 / N1其中，Vout为输出电压，Vin为输入电压，N2为输出绕组匝数，N1为输入绕组匝数。
4.变压器的体积和重量的计算根据输入电压、输出功率和输出电压，可以计算变压器的体积和重量。
变压器的体积和重量主要由以下因素决定：输出功率、变压器结构和材料等。
二、开关电源变压器设计的步骤1.确定输出功率和输出电压。
2.计算输入电压范围。
3.根据输出电压计算变压器变比。
4.根据输入和输出电压、输出功率计算变压器的体积和重量。
5.根据实际应用需求选取合适的变压器结构和材料。
6.进行变压器的电磁设计和热设计。
7.进行变压器的样品制作和测试。
三、开关电源变压器设计中需要注意的问题在开关电源变压器设计中，需要注意以下问题：1.尽可能提高变压器的效率。
通过选择合适的材料、合理设计变压器结构和优化磁路设计，可以提高变压器的效率。
2.确保变压器的温升不超过允许的范围。
通过合理选择材料和冷却措施，可以有效控制变压器的温升。
3.考虑变压器的损耗。
变压器的损耗主要包括铜损耗和铁损耗。
合理选择导线截面积和变压器材料，可以降低损耗。
4.考虑变压器的磁导弹性。
变压器的磁导弹性是指在变压器工作时，磁导率随磁场强度的变化情况。
选择合适的铁芯材料和设计合理的磁路，可以降低磁导弹性对变压器性能的影响。
这才是真材实料，超细节电源变压器制作教程
这才是真材实料，超细节电源变压器制作教程变压器作为功率传送、电压变换及绝缘隔离作用的元件，在电子技术上可以说应用非常的广泛，根据传送功率大小，电源变压器可分为多种，而不同的功率电源变压器设计也不同。
以220V为例，接下去来讲如何制作一个交流220V单相电源变压器。
制作变压器过程可分为两个阶段，设计跟绕制。
电源变压器功率及铁芯截面积（上图作图时少打了个字~）那么，电源变压器如何设计?在绕制电源变压器之前，要根据电压电流等因素，考虑并确定变压器的各项参数。
1.电源变压器的功率确定。
在确定功率时，需要变压器次级绕组所提供的电压乘以电流就是该绕组的功率，全部的次级绕组功率总和乘以1.1(其中10%作为变压器的损耗)，就是变压器的功率。
例如上图的电源变压器功率：需要变压器次级提供6V(2A)和12V(0.5A)电源，那么，变压器功率为P = (6×2+12×0.5)×1.1≈20(W)。
2.可根据变压器的功率P来确定铁芯截面积S的大小。
根据第一张图的面积，可以用该公式进行计算公式不会应用没关系，我们举个例子：20W电源变压器铁芯截面积的计算3.每伏电压的圈数N0的计算，可以根据下面公示进行：每伏电压的圈数N0的计算公示肯定有人说“我又不会套用”，我们直观点，用上面的20W变压器作为计算数值，则得出如下图结果：20W变压器每伏电压圈数4.初级跟次级绕组的圈数计算。
初级绕组圈数直接用圈数乘以220V即可，而次级绕组圈数则不能这样计算，需要用N0乘以电压再增加10%的损耗弥补。
这里还是以第一张图的电源变压器功率为例：初级绕组L1为8×220=1760圈;次级绕组L2为8×6×1.1≈53圈;次级绕组L3为8×12×1.1≈106圈。
5.根据各绕组电流选取漆包线。
上诉结果可以得出，初级绕组L1的电流I1=20W220V≈0.09A，当然，我们需要多给点上限，所以可以使用直径0.23mm(34号)漆包线。
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PD66W快充变压器设计步骤
输入：85VAC-265VAC 50HZ
输出：3.5V/500MA 5V/2A 10V/4A 11V/6A
电源芯片工作频率：75KHZ左右
第一步，选择变压器规格，利用AP法，VE法，客供，本例变压器为客供。
关键参数如下：AE=108mm~2,槽宽M=8.76mm,槽深Md=3.5 mm。
第二步，匝比的计算，假设输出整流二极管的反向耐压为Vd,导通压降Vf,初级MOS管反向耐压为Vmos,匝比为N ,输入最大直流电压Vinmax=375V。
由于输出存在多档位电压参数，在计算匝比的时候需要采用几档输出电压的平均值来计算即：
Vo=(3.5+5+10+11)/4=7.375V
当初级MOS管导通时，输出整流处于关断状态，那么加载在二极管的反向电压满足下面关系，预留20%余量。
0.8Vd>Vinmax/N+Vo 初步采用100V耐压的整流二极管，得出下列式子：
0.8*100V>375/N+7.375V得出：N>5.181
当初级MOS管关闭时候，加载在MOS两端的电压满足一下关系,预留20%余量。
0.8Vmos>(Vo+Vf)*N+Vinmax+Vpk Vpk为漏感尖峰，取Vpk=50V，MOS管耐压650V，得出下列式子：
0.8*650>(7.375+0.6)*N+375V+50V得出：N<11.9122
N取最大和最小值得平均值N=9。
N的取值会影响初级和次级的最大反向峰电压值，N太大，初级峰值就会变高，对MOS管不利，N太小，输出整流管反向峰值就会变高，对二极管不利。
第三步，初级线径的计算，我们假设初级为Dp，电流密度取4A/mm~2，Iavr为初级平均电流，Iapk为初级峰值电流，Vinmin为最小输入直流电压=85*1.414=120.19V，电源效率为η（关于效率的取值，本人热衷于向USA的能效等级看齐，以11V6A的参数，按照6级能效标准，效率为88%）。
在低压满载时满足下面关系：
Vinmin*Iavr*η=Po代入相关参数得出：
Iavr=0.624A
Ipk=4.1*0.624A=2.558A (峰值和平均值关系为估算公式，4.1倍和实测电流波形比较吻合)
电流和线径的关系：Dp=0.56418(√Iavr)(按照4A/mm~2的电流密度得到此估算公式）,代入参数得到Dp=0.44566mm,实际取值要预留15%的余量，所以实际取Dp=0.52mm。
第四步，匝数的计算，为了变压器初次级能量得到最好的耦合，我们设计匝数时候，尽量能刚好绕满一整层，再绕第二层，以此类推。
变压器槽宽M=8.76mm,那么单层匝数Np1=M/Dp
也就是Np1=8.76/(0.52+0.02)=16.22 取Np1=16TS,考虑到槽深的限制初级匝数NP=2*Np1=32TS。
（如果绕线空间足够当然也可以
取3倍，4倍。
最后会得出一个对应的电感量。
）
NS=NP/N=3.555TS NS=4(按照实际调试效果，NS也可以取3，NS的大小影响初次级关键器件峰值)。
第五步，初级电感量的计算，Lp为初级电感量。
根据ΔB=(Lp*Ipk)/(Ae*Np),代入数据得到：
0.25=（Lp*2.558A）/(108*32) Lp=330UH
第六步，供电绕组计算，假设供电绕组为Nb,根据芯片VDD供电要求，当电源输出电压为3.5V时候，VDD要保证有10V供电能力，所以：10V/Nb=3.5/NS Nb=11TS
第七步，输出线径计算，假设输入线径为Ds,根据D=0.56418(√Iavr),得到DS=0.56418*(√6)=1.38mm 对于大电流线实际采用多股线，0.1MM*162根（1.38/0.85=1.62mm）
到这里，变压器所有参数设计完毕。
LP=330UH NP=32TS(0.1*52根) NS=4TS(0.1*162根) Nb=11TS（0.18*2根）。