RC 30 113 比例放大器
三极管放大电路的频率响应
ωH =
1
τ ωH 1 1 fH = = = 2π 2πτ 2πRC
Au =
ω 1+ j ωH
1
=
1 f 1+ j fH
23
三、RC电路的频率响应
用幅值与相角表示：
Au =
1 f 1+ f H
2
称为幅频特性
f = arctan fH
称为相频特性
24
三、RC电路的频率响应
Au =
15
三、RC电路的频率响应
与耦合电容相反，由于半导体管极间电容的存在， 对信号构成了低通电路，即对于频率足够低的信号相 当于开路，对电路不产生影响；而当信号频率高到一 定程度时，极间电容将分流，从而导致放大倍数的数 值减小且产生相移。 为了便于理解有关频率响应的基本要领，这里将 对无源单极RC电路的频率响应加以分析。
2
一、频率失真及不失真条件
如图所示，某待放大的信号是由基波（ω1）和三次谐波 （3 ω1 ）所组成。
3
一、频率失真及不失真条件
由于电抗元件的存在，使放大器对三次谐波的放大倍数小于 对基波的放大倍数，那么放大后的信号各频率分量的大小比例将 不同于输入信号。人们称这种由于放大倍数随频率变化而引起的 失真为振幅频率失真。
1 f 1+ f H
2
f = arctan fH
当f << f H 时， Au ≈ 1, ≈ 00 1 , = 450 2 fH 当f >> f H 时， Au ≈ , 表明f每升高10倍， Au 降低10倍。 f 当f = f H 时， Au = 当f趋于无穷时， Au 趋于0，趋于 900 因此，该电路叫RC低通电路，f H 称为上限截止频率。
RC振荡器原理
RC振荡器
RC振荡电路由维恩电桥和放大器组成：
其中维恩电桥可以使信号输出无相位差，并且可以选择特定的频率。
维恩电桥由滞后电路与超前电路组成。
输出电压相较输入电压会产生之后，原因是输入电压给电容C1充电，随着电容C1的充电输出电压才会逐渐升高，因此输出电压相比输入电压存在滞后。
超前电路原理类似，也是因为电容C2可以存储一定电能，当输入电压降低时，电容C2会进行放电，使输出产生了反向的电压。
滞后电路与超前电路组成了维恩电桥，就可以输出无相位差的信号。
维恩电桥为2个滤波器，滞后电路为一个低通滤波器，频率低于fc的信号更容易通过，超前电路为高通滤波器，频率高于fc的信号更容易通过。
两个电阻组合后就可以实现电路只能通过某一频段的信号。
滤波器电路的输出电压可以将电容看作一个等效电阻，阻值为电容的容抗，计算式为：
Xc=
1 2πfC
这个频段通过谐振频率公式计算：
信号经过维恩电桥后强度会减弱，再通过放大器放大一定倍数。
振幅变大导致放大器输出饱和。
由于器件的非线性，饱和时增益会下降，运放的放大倍数会减小，最后环路增益降到1时形成稳定振荡。
rc移相振荡器电路频率
rc移相振荡器电路频率RC移相振荡器电路频率是电子工程学中的一个核心概念。
它是一种能够产生可控的高频振荡信号的电路，被广泛应用于无线通信、计算机网络等领域。
在本文中，我们将会详细地阐述RC移相振荡器电路频率的相关知识，以及如何计算RC移相振荡器电路频率的方法。
RC移相振荡器电路是一种反馈电路，它由一个放大器和一个RC相移网络组成。
该电路中的放大器通常是一个晶体三极管或场效应管，而RC相移网络由若干个固定电容和变阻器组成。
当电路的反馈增益大于1时，RC移相振荡器电路便开始产生振荡信号。
RC移相振荡器的频率主要由两个因素决定：RC网络中的电容和电阻值，以及放大器的特性。
具体地说，RC网络中的电容和电阻值越大，振荡信号的频率便越低，反之亦然。
而放大器的特性则会影响电路的放大倍数和相位差，从而进一步影响振荡信号的频率。
计算RC移相振荡器电路频率的方法主要有两种。
第一种方法是采用RC网络的截止频率来计算。
RC网络的截止频率是指当交流信号的频率等于1/RC时，由于电容的反应电路开始发生变化，从而使得信号的放大倍数开始下降。
因此，当振荡信号的频率等于RC网络的截止频率时，振荡信号的放大倍数等于1。
因此，RC移相振荡器电路的频率可以通过以下公式来计算：f=1/2πRC其中，f表示振荡信号的频率，R表示RC网络中的电阻值，C表示RC网络中的电容值。
第二种计算RC移相振荡器电路频率的方法是使用放大器的特性来计算。
首先，我们需要确定放大器的截止频率，这是指当信号的频率等于放大器的特性时，放大器的放大倍数开始下降。
据此，我们可以使用以下公式来计算振荡信号的频率：f=1/2πRtotalC(ln(A-1)/lnA)其中，Rtotal表示RC网络中的总电阻值，C表示RC网络中的电容值，A表示放大器的放大倍数。
综上所述，我们可以看到，计算RC移相振荡器电路频率的方法比较简单。
通过确定电路中的电容、电阻值以及放大器的特性，我们就可以计算出振荡信号的频率。
二.二阶RC有源滤波器的设计—— MultiSim仿真
湖南人文科技学院毕业设计二阶RC有源滤波器的设计报告滤波器是一种能够使有用频率信号通过，而同时抑制（或衰减）无用频率信号的电子电路或装置，在工程上常用它来进行信号处理、数据传送或抑制干扰等。
有源滤波器是由集成运放、R、C组成，其开环电压增益和输入阻抗都很高，输出阻抗又低，构成有源滤波电路后还具有一定的电压放大和缓冲作用，但因受运算放大器频率限制，这种滤波器主要用于低频范围。
设计几种典型的二阶有源滤波电路：二阶有源低通滤波器、二阶有源高通滤波器、二阶有源带通滤波器，研究和设计其电路结构、传递函数，并对有关参数进行计算，再利用multisim 软件进行仿真，组装和调试各种有源滤波器，探究其幅频特性。
经过仿真和调试，本次设计的二阶RC有源滤波器各测量参数均与理论计算值相符，通频带的频率响应曲线平坦，没有起伏，而在阻频带则逐渐下降为零，衰减率可达到|-40Db/10oct|,滤波效果很理想。
1965年单片集成运算放大器的问世，为有源滤波器开辟了广阔的前景；70年代初期，有源滤波器发展引人注目，1978年单片RC有源滤波器问世，为滤波器集成迈进了可喜的一步。
由于运放的增益和相移均为频率的函数，这就限制了RC有源滤波器的频率范围，一般工作频率为20kHz左右，经过补偿后，工作频率也限制在100kHz以内。
1974年产生了更高频的RC有源滤波器，使工作频率可达GB/4（GB为运放增益与带宽之积）。
由于R的存在，给集成工艺造成困难，于是又出现了有源C滤波器：就是滤波器由C和运放组成。
这样容易集成，更重要的是提高了滤波器的精度，因为有源C滤波器的性能只取决于电容之比，与电容绝对值无关。
由RC有源滤波器为原型的各类变种有源滤波器去掉了电感器，体积小，Q值可达1000，克服了RLC无源滤波器体积大，Q值小的缺点。
但它仍有许多课题有待进一步研究：理想运放与实际特性的偏差的研究；由于有源滤波器混合集成工艺的不断改进，单片集成有待进一步研究；应用线性变换方法探索最少有源元件的滤波器需要继续探索；元件的绝对值容差的存在，影响滤波器精度和性能等问题仍未解决；由于R存在，集成占芯片面积大，电阻误差大（20%～30%），线性度差等缺点，使大规模集成仍然有困难。
电工学II——集成运放电路(10章)
结论：
(1) Auf为负值，即 uo与 ui 极性相反。因为 ui 加在反相输入 端。
(2) Auf 只与外部电阻 R1、RF 有关, 与运算放大器本身参数 无关。 (3) | Auf | 可大于 1，也可等于 1 或小于 1 。
(4) 因u–= u+= 0 ， 所以反相输入端“虚地”。 (5) 输入电阻 ri = R1；输出电阻ro=0.
例：电路如下图所示，已知 R1= 10 k ，RF = 50 k 。
求：1. Auf 、R2 ；
2. 若 R1不变，要求Auf为 – 10，则RF 、 R2 应为 多少？
RF
+ ui – R1 R2 – +
D
解：1. Auf = – RF R1
+
+ uo –
= –50 10 = –5 R2 = R1 RF
uo=(VC1+DVC1)-(VC2+DVC2)=0 注意：单端输出，无法抑制零点漂移
动态分析 1.共模信号 u11=u12 大小相等、极性相同 输出电压恒为零（不具备放 大能力）
u11 + 差分放大原理电路 R2
+UCC
R1 RC + T1 RC uo T2 R1 + R2 u 12 -
2.差模信号
输出端与运放电路 反相输入端的关系
平衡电阻 R2 = R1 // RF
输入电压加在了同相输入端，输出 电压对地为正
输出电压作用到该连接地的电路上， 在R1右端产生电压u-， 构成电压串联负反馈
uo RF Auf =1+ ui R1
uo RF 同相比例运算放大系数 Auf =1+ ui R1
运算放大器详细的应用电路(很详细)
§8.1 比例运算电路8.1.1 反相比例电路1. 基本电路电压并联负反馈输入端虚短、虚断特点：反相端为虚地，所以共模输入可视为0，对运放共模抑制比要求低输出电阻小，带负载能力强要求放大倍数较大时，反馈电阻阻值高，稳定性差。
如果要求放大倍数100，R1=100K，Rf=10M2. T型反馈网络（T型反馈网络的优点是什么？）虚短、虚断8.1.2 同相比例电路1. 基本电路：电压串联负反馈输入端虚短、虚断特点：输入电阻高，输出电阻小，带负载能力强V-=V+=Vi，所以共模输入等于输入信号，对运放的共模抑制比要求高2. 电压跟随器输入电阻大输出电阻小，能真实地将输入信号传给负载而从信号源取流很小§8.2 加减运算电路8.2.1 求和电路1.反相求和电路2.虚短、虚断特点：调节某一路信号的输入电阻不影响其他路输入与输出的比例关系3.同相求和电路4.虚短、虚断8.2.2 单运放和差电路8.2.3 双运放和差电路例1:设计一加减运算电路设计一加减运算电路，使Vo=2Vi1+5Vi2-10Vi3 解：用双运放实现如果选Rf1=Rf2=100K，且R4= 100K则：R1=50K R2=20K R5=10K平衡电阻R3= R1// R2// Rf1=12.5K R6=R4//R5//Rf2= 8.3K例2:如图电路，求Avf，Ri解：§8.3 积分电路和微分电路8.3.1 积分电路电容两端电压与电流的关系：积分实验电路积分电路的用途将方波变为三角波（Vi：方波，频率500Hz，幅度1V）将三角波变为正弦波（Vi：三角波，频率500Hz，幅度1V）（Vi：正弦波，频率500Hz，幅度1V）思考：输入信号与输出信号间的相位关系？（Vi：正弦波，频率200Hz，幅度1V）思考：输入信号频率对输出信号幅度的影响？积分电路的其它用途：去除高频干扰将方波变为三角波移相在模数转换中将电压量变为时间量§8.3 积分电路和微分电路8.3.2 微分电路微分实验电路把三角波变为方波（Vi：三角波，频率1KHz，幅度0.2V）输入正弦波（Vi：正弦波，频率1KHz，幅度0.2V）思考：输入信号与输出信号间的相位关系？（Vi：正弦波，频率500Hz，幅度1V）思考：输入信号频率对输出信号幅度的影响？§8.4 对数和指数运算电路8.4.1 对数电路对数电路改进基本对数电路缺点：运算精度受温度影响大；小信号时exp(VD/VT)与1差不多大，所以误差很大；二极管在电流较大时伏安特性与PN结伏安特性差别较大，所以运算只在较小的电流围误差较小。
晶体管共射极单管放大电路实验报告
广州大学学生实验报告
图1
在右图电路中，当流过基极偏置电阻的电流远大于晶体管的基极电流时（一般5～10倍），则它
(a) (b)
图2.静态工作点对u O波形失真的影响
R C、R B（R B1、R B2）都会引起静态工作点的变化，如图
的方法来改变静态工作点，如减小R B2，则可使静态工作点提高等。
图3. 电路参数对静态工作点的影响
最后还要说明的是，上面所说的工作点“偏高”或“偏低”不是绝对的，应该是相对信号的幅度而言，如输入信号幅度很小，即使工作点较高或较低也不一定会出现失真。
所以确切地说，产生波形失真是信号幅度与静态工作点设置配合不当所致。
如需满足较大信号幅度的要求，静态工作点最好尽量靠近交流负载线的中点。
图4 输入、输出电阻测量电路
测量时应注意下列几点:
两端没有电路公共接地点，所以测量R两端电压 U R时必须分别测出
U R值。
的值不宜取得过大或过小，以免产生较大的测量误差，通常取R与
应将静态工作点调在交流负载线的中点。
为此在放大器
，用示波器观察
）时，说明静态工作点已调在交流负载线的中点。
然后反复调整输入信号，使波形输出幅度最大，且无明显失真时，用交流毫伏表测出U O（有
理论值中,；而在实际放大倍数中，序号。
第三章 放大电路基础
它必然通过静态工作点Q ； 其斜率为1/RL
iC iC ICQ ic
+ vi
ic ib T Rb + vce Rc RL + vo
由交流通路可得:
图3.3.3 交流通路
' vce ic ( Rc // RL ) ic RL
29
图解法
（3）. 波形非线性失真的图解分析
因三极管饱和而产生的失真称为饱和失真
图3.3.6 饱和失真的波形 (a) 输入回路的失真波形 (b) 输出回路的失真波形 三极管的截止失真及饱和失真都是由于三极管特性曲线的非线 性引起的，因此称为非线性失真。
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图解法
（4）. 图解分析法的适用范围
• 图解法特点: 直观、形象
静态工作点
U CC U BE I BQ RB I CQ βIBQ U CEQ U CC R C I CQ
二、由图解分析法确定静态工作点
1、用输入特性曲线确定
I BQ
U BEQ
iBU CC RbQ NhomakorabeaIBQ O
VBEQ
U CC
vBE
二、由图解分析法确定静态工作点
例3.1：在例3.1图（a）所示放大电路中，设输出特 性曲线分别如图例3.1（b）所示V， k ， k 。 试用 图解法确定该电路的静态工作点。
书本P42
3.2.3 共发射极放大电路的动态分析
1.图解法
在三极管的伏安特性曲线上，通过作图对放 图解法 大电路的输入输出波形关系进行分析。
图解法分析思路
动态
+ vi Rb T
RC桥式正弦波振荡电路
RC桥式正弦波振荡电路RC串并联网络的选频特性→ 电路组成与振荡相位条件→ RC桥式正弦波振荡器工作原理→ 稳幅措施→ 频率调整1、RC串并联网络的选频特性RC串并联选频电路如图8.3所示，作相量分析如下：R 1 C 1 串联阻抗Z 1 = R 1 + 1 jω C 1R 2 C 2 并联阻抗Z 2 = R 2 1+jω C 2选频特性F ˙ = U ˙ f U ˙ 0 = Z 2 Z 1 + Z 2 = R 2 /(1+jω C 2 R 2 ) R 1 +1/jω C 1 + R 2 /(1+jω C 2 R 2 ) = 1 (1+ R 1 R 2 + C 2 C 1 )+j(ω C 2 R 1 1 ω C 1 R 2 )当虚部为零时，相移为零，满意这个条件的频率ω 0 可由下式求出ω 0 C 2 R 1 = ω 0 C 1 R 2即ω 0 = 1 R 1 R 2 C 1 C 2通常取R 1 = R 2 =R, C 1 = C 2 =C 则ω O = 1 RC振荡频率f 0 = 1 2πRC ，代入上式，可得简化式F ˙ = 1 3+j( ω ω O ω O ω )幅频特性和相频特性分别为F= 1 3 2 + (ω/ ω O ω O /ω) 2F =t g 1 (ω/ ω o ω o /ω) 3据此画出频率特性如图8.4所示。
争论：1）当ω ω 0 ，F 1 3 ，F 随ω 减小而下降。
F 为正（超前），且当ω→0 ， F →+ 90 0 。
2）当ω ω 0 ，F 1 3 ，F随ω 增加而下降。
F 为负（滞后），且当ω→∞ ， F → 90 03）当ω= ω 0 = 1 RC 时，F= 1 3 ，且 F = 0 0 （同相）结论：RC 串并联网络具有选频特性。
2、RC桥式正弦波振荡器工作原理1.电路组成与振荡相位条件RC串并联网络作为选频反馈电路，当频率为f 0 时，相移 F 为0，为满意自激振荡相位条件 A + F =2nπ ，也要求放大器的相移 A 为0。
运放,比较器,放大器,滤波器
有源滤波器与无源滤波器的区别基本无源LC谐振电路,电路的损耗是由L与C中较小的寄生电阻成分产生的,因此可得到较高地Q值,既选择性.若用R替换无源滤波器中的L,这样由于R消耗了一半的,不能得到0.5以上的Q值.用有源元件补偿R的损耗,可以得到高Q值.1、有源滤波器是电子的，无源滤波器是机械的。
2、有源滤波器是检测到某一设定好的谐波次数后抵消它，无源滤波器是通过电抗器与电容器的配合形成某次谐波通道吸收谐波。
3、采用无源滤波器因为有电容器的原因，所以可提高功率因素。
采用有源滤波器只是消除谐波与功率因素无关。
4、有源滤波器造价是无源滤波器的3倍以上，技术相对不太成熟，且维护成本高；无源滤波器造价相对较低，技术较成熟，安装后基本免维护。
5、有源滤波器用于小电流，无源滤波器可用于大电流。
随着大量电力电子装置在电网的投入运行，谐波已被公认为电力系统的“污染”和“公害”，谐波问题以及谐波的治理问题随着电力系统的发展愈来愈引起广泛的关注。
目前谐波治理的方法主要有无源滤波技术和有源滤波技术两种。
无源滤波装置是目前应用最为广泛的谐波抑制手段，它是按照希望抑制的谐波次数专门量身制造的，采用电感、电容的调谐原理，将谐波陷落在滤波器中，以减少对电网的注入。
无源滤波装置结构简单，成本较低，技术已比较成熟，但是也存在着难以克服的缺陷：1、滤波特性受系统参数的影响较大，极易与系统或者其它滤波支路发生串并联谐振。
2、只能消除特定的几次谐波，而对其他的某次谐波则会产生放大作用3、滤波、无功补偿、调压等要求之间有时难以协调4、谐波电流增大时，滤波器负担随之加重，可能造成滤波器过载，甚至损坏设备。
5、有效材料消耗多，体积大有源滤波技术作为一种新型的谐波治理技术，是消除谐波污染、提高电能质量的有效工具，与无源滤波技术相比，有着无可比拟的优势，主要表现在以下几个方面。
1、实现了动态补偿，可对频率和大小均变化的无功功率进行补偿，对补偿对象的变化有极快的响应速度；2、有源滤波装置是一个高阻抗电流源，它的接入对系统阻抗不会产生影响，因此此类装置适合系列化，规模化生产；3、当电网结构发生变化时装置受电网阻抗的影响不大，不存在与电网阻抗发生谐振的危险，同时能抑制串并联谐振4、补偿无功功率时不需要储能元件，补偿谐波时所需要的储能元件不大5、用同一台装置可同时补偿多次谐波电流和非整数倍次的谐波电流，既可以对一个谐波和无功源进行单独补偿，也可对多个谐波和无功源进行集中补偿6、当线路中的谐波电流突然增大时有源滤波器不会发生过载，并且能正常发挥作用，不需要与系统断开7、装置可以仅输出所需要补偿的高次谐波电流，不输出基波无功功率，不但减小了有源滤波器的总容量，还可以避免轻负荷时发生无功倒送现象。