移相全桥参数计算
移相全桥变换器参数设计
移相全桥变换器设计一、设计要求输入电压：直流V in= 400V 考虑输入电压波动：385Vdc~415Vdc 输出电压：直流V out= 12V（稳压型）输出最大电流：I max=50 A整机效率：η≥90%输出最大功率：P o=600W开关频率：f=100kHz二、参数计算①输入电流有效值I in=P oη⁄V in=6000.9⁄400=1.67 A考虑安全裕量，选择600V/10A的开关管，型号FQPF10N60C。
②确定原副边匝比n：为了提高高频变压器的利用率，减小开关管电流，降低输出整流二极管承受的反向电压，从而减小损耗降低成本，高频变压器原副边匝比n要尽可能的取大一些；为了在规定的输入电压范围内能够得到输出所要求的电压，变压器的变比一般按最低输入电压V in(min)来进行计算。
考虑到移相控制方案存在变压器副边占空比丢失的现象，以及为防止共同导通，一般我们取变压器副边最大占空比是0.85，则可计算出副边电压V s：V s=V o+V D+V LfD sec (max)=12+1.5+0.50.85=16.47V其中V o=12V为输出电压，V D为整流二极管压降，取 1.5V，V Lf为输出滤波电感上的直流压降，取0.5V。
匝比n：n=N pN s=38516.47=23.27设计中取匝比n=23。
③确定匝数N p、N s变压器次级绕组匝数可由以下公式得出：N s=U s4f s B m A e=16.474×105×0.13×190×10−6=1.66取N s=2，本设计中，最大磁通密度B m=0.13T，磁芯选择PQ3535，A e= 190mm2。
变压器初级绕组匝数N p为：N p=nN s=23×2=46变压器副边带中心抽头，故匝数关系为：46 : 2 : 2。
④变压器原边绕组导线线径和股数由于导线存在肌肤效应，在选用绕组的导线线径是，一般要求导线线径小于两倍的穿透深度，穿透深度与温度频率有关，在常温下计算公式为∆=√2kωμγ（其中：μ为导线材料的磁导率，γ=1ρ）为材料的电导率，k为材料的电导率温度系数。
移相全桥磁性器件计算公式V1.4
副边绕组数
2.00
空气磁导率 （μ 0） 1.25664E-06
B
0
NI N I i m ax 0 B
i
m a x
H87/54.4/14 H102/65/20
东磁部分常用磁芯参数 型号
A(mm)： B(mm)： C(mm)： D(mm)： E(mm)： F(mm)： C1(mm )： Le(mm)： Ae(mm )： 重量(g)： AL(± 25%)DMR40：
2 -1
TDK尺寸序号
EE65
65.15±1.35 44.95±0.75 19.65±0.35 27.1±0.3 22.55±0.35 32.5±0.3 0.28 147 532 402 8400
磁芯面积 磁芯磁路长度 2 (Ae)（mm ） (Le)（mm） 107.2 98.4
磁芯铜窗 （Aecu）mm2
线圈线径 2 （mm ）
多股线股数
原边电流密度 2 Jp（A/mm ）
绕制系数 （Kcu）
漆包线径φ 漆包线截面 LF（mm） 积（mm2）
427
10.02
1
6.687
0.375
0.50
D max 0.67
副边线截面积 （mm2）
½
Dpri（原边 Dsec（副边工 工作占空 Ip_rms（A） Is_rms（A） 原边绕组数 作占空比） 比）
0.90
0.90
11.29
28.60
1.00
1724.73
桥输出滤波电感计算
电感量 L(μ H) 3.343 匝数（Ts） 5.706 取整匝数 （Ts） 16 电感量：
原边电流密度 副边电流密度 Jp（A/mm2） Js（A/mm2）
移相全桥全参数计算
1、介绍在大功率服务器件中，为满足高效和绿色标准，一些供电设计师们发现使用移相全桥转换器更容易。
这是因为移相全桥变换器可以在转换器原边获得零切换。
这个应用程序的目的是设计报告审查的600W移相全桥变换器在电力系统中,利用TI的新UCC28950移相全桥控制器,并基于典型值。
在生产设计需要修改的值最坏情况的条件。
希望这些信息将帮助其他电源设计者的努力设计一个有效的移相全桥变换器。
表 1 设计规描述最小值典型值最大值输入电压370V 390V 410V输出电压11.4V 12V 12.6V允许输出电压瞬变600mV加载步骤90%输出电压600W满负荷效率93%电感器切换频率200kHz2、功能示意图3、功率预算为满足效率的目标，一组功率预算需要设定。
4、原边变压器计算T1变压器匝比(a1):估计场效应晶体管电压降(VRDSON):基于最小指定的输入电压时70%的占空比选择变压器。
基于平均输入电压计算典型工作周期(DTYP)输出电感纹波电流设置为输出电流的20%。
需要注意在选择变压器磁化电感的正确数值(LMAG)。
下列方程计算主变压器(T1)的最低磁化电感,确保变频器运行在电流型控制。
如果LMAG太小，磁化电流会导致变换器运行在电压模式控制代替peak-current模式。
这是因为磁化电流太大,它将作为PWM坡道淹没RS上的电流传感信号。
图2显示了T1原边电流(IPRIMARY)和同步整流器QE和QF电流对同步整流栅驱动电流的反应。
注意I(QE) I(QF)也是T1的次级绕组电流。
变量D是转换器占空比。
计算T1次级均方根电流(ISRMS):副边均方根电流(ISRMS1)当能量被传递到副边:副边均方根电流(ISRMS2)，当电流通过变压器，QE QF开通副边均方根电流(ISRMS3)引起的负电流在对方绕组随心所欲的时期,请参阅图2。
副边总均方根电流(ISRMS):计算T1原边均方根电流(IPRMS):T1原边均方根电流(IPRMS1当能量被传递到次边T1原边均方根电流(IPRMS2)当转换器总T1原边均方根电流(IPRMS)此设计一个Vitec变压器被选中，型号75PR8107有一下规测量漏原边漏感:变压器原边直流电阻:变压器副边直流电阻:估计转换损失(PT1)是铜损的两倍。
移相全桥参数计算
移相全桥参数计算 Prepared on 22 November 20201、介绍在大功率服务器件中，为满足高效和绿色标准，一些供电设计师们发现使用移相全桥转换器更容易。
这是因为移相全桥变换器可以在转换器原边获得零切换。
这个应用程序的目的是设计报告审查的600W移相全桥变换器在电力系统中,利用TI的新UCC28950移相全桥控制器,并基于典型值。
在生产设计需要修改的值最坏情况的条件。
希望这些信息将帮助其他电源设计者的努力设计一个有效的移相全桥变换器。
表1设计规范2、功能示意图3、功率预算为满足效率的目标，一组功率预算需要设定。
4、原边变压器计算T1变压器匝比(a1):估计场效应晶体管电压降(VRDSON):基于最小指定的输入电压时70%的占空比选择变压器。
基于平均输入电压计算典型工作周期(DTYP)输出电感纹波电流设置为输出电流的20%。
需要注意在选择变压器磁化电感的正确数值(LMAG)。
下列方程计算主变压器(T1)的最低磁化电感,确保变频器运行在电流型控制。
如果LMAG太小，磁化电流会导致变换器运行在电压模式控制代替peak-current模式。
这是因为磁化电流太大,它将作为PWM坡道淹没RS上的电流传感信号。
图2显示了T1原边电流(IPRIMARY)和同步整流器QE和QF电流对同步整流栅驱动电流的反应。
注意I(QE)I(QF)也是T1的次级绕组电流。
变量D是转换器占空比。
计算T1次级均方根电流(ISRMS):副边均方根电流(ISRMS1)当能量被传递到副边:副边均方根电流(ISRMS2)，当电流通过变压器，QEQF开通副边均方根电流(ISRMS3)引起的负电流在对方绕组随心所欲的时期,请参阅图2。
副边总均方根电流(ISRMS):计算T1原边均方根电流(IPRMS):T1原边均方根电流(IPRMS1当能量被传递到次边T1原边均方根电流(IPRMS2)当转换器总T1原边均方根电流(IPRMS)此设计一个Vitec变压器被选中，型号75PR8107有一下规范测量漏原边漏感:变压器原边直流电阻:变压器副边直流电阻:估计转换损失(PT1)是铜损的两倍。
基于移相全桥环路参数计算的研究
基于移相全桥环路参数计算的研究功率变换器是应用电力电子器件将一种电能转变为另一种或多种形式电能的装置。
按转换电能的种类可分为四种类型:即:交流-直流变换AC-DC（整流）、直流-交流变换DC-AC（逆变）、直流-直流变换DC-DC（斩波）、交流-交流换AC-AC（交交变频）。
全桥移相软开关则属于直流变换器的一种。
在常规的DC-DCPWM变换器中，功率开关管在电压不为零时导通，在电流不为零时关断，处于强迫开关过程，这种开关过程又称为硬开关（hardswitching）过程。
在硬开关下工作的DC-DC PWM变换器，随着开关频率的上升，一方面开关管的开关损耗会成正比地上升，使电路的效率大大降低；另一方面，会产生严重的电磁干扰（EMI）噪声。
基于这样的问题，为了克服前述DC-DCPWM变换器在硬开关状态下工作的诸多问题，软开关技术得到了深入广泛的研究并在近些年得到了迅速发展。
1.软开关功率变换电路所谓软开关是指零电压开关ZVS（zero voltages witching）和零电流开关ZCS（zero current switehing）。
对于硬开关和软开关，一般的理解是:硬开关过程是通过突变的开关过程中断功率流完成能量的变换过程;而软开关过程是通过电感L和电容C的谐振，使开关器件中电流或(两端电压)按正弦或准正弦规律变化，当电流自然过零时，使器件关断，当电压下降到零时，使器件开通。
开关器件在零电压或零电流条件下完成导通与关断的过程，将使器件的开关损耗在理论上为零。
在ZVS-PWM变换器和ZCS-PWM变换器中，谐振电感串联在主功率回路中，因此电路中总是存在着很大的环流能量，这不可避免地增加了电路的导通损耗；另外，电感储能与输入电压和输出负载有很大关系，这使得电路的软开关条件极大地依赖于输入电源和输出负载的变化。
为了解决这些问题，零电压转换（ZVT）PWM变换器和零电流转换（ZCT）PWM变换器被提出。
3p3z补偿器算法 移相全桥
3P3Z补偿器是一种经典的控制算法，用于系统的电压或电流控制。
而移相全桥则是一种特定的电力电子变换器拓扑结构。
在移相全桥中，通常通过调整两个桥臂的开关状态来实现对输出电压的控制。
而3P3Z补偿器可用于对输出电压进行精确的调节和稳定。
下面是一种基本的3P3Z补偿器算法示例：
1. 获取参考输入信号和反馈输出信号，并计算误差值：
error = 参考输入信号- 反馈输出信号
2. 计算比例项（P项）：
P_term = 比例增益* error
3. 计算积分项（I项）：
integral = 上次积分值+ 积分增益* error
I_term = 限制积分范围(integral)
4. 计算微分项（D项）：
derivative = 当前误差- 上次误差
D_term = 微分增益* derivative
5. 计算控制输出：
control_output = P_term + I_term + D_term
6. 将控制输出作为参考输入，连接到移相全桥的控制端口，以实现对输出电压的调节。
在实际应用中，还可以根据系统特性和控制要求进行参数调整和优化，例如增益值、积分范围、微分时间常数等。
请注意，以上只是一个基本的3P3Z补偿器算法示例，实际应用中可能会有更复杂的实现方式和调节方法。
具体的算法设计需要结合具体的应用场景和需求进行。
1。
48V_30A移相全桥ZVS DC_DC 变换器的设计
17.1uH10470uFQ3FQA10N80CQ4 Q1Q2FQA10N80CDSEl2x61-06C330-400V53.7m HDSEl2x61-06CFQA10N80CFQA10N80C控制及驱动电路原理图：PC817VIN RAMP CLK SOFTS FREQSET DSET A-B DSET C-DUC3875VREF CS+VCOUTCOUTBOUTA OUTDCOMPEA- EA+SLOPEPGNDGNDC205C206RT U outCS+R206R202R203R205RsR204R201C201C203C204RTD1RTD2C202CR Css CTD1CTD2CT VINT1T2RgRg Rg RgD202D207D204D208D201D205D206D203VCVCG G S G GS电路各参数计算：一：高频变压器设计：（1）.选择铁氧体材料的磁芯，设η=90%，其工作磁场强度取B m =0.12T ，电流密度取J =350 cm A 2/，k=0.4。
视在功率P T （全波结构时）: )21(0+=ηP P T 。
kJ B f P APST 0m 4410⨯=代人参数得：AP =5.4 cm 4考虑到磁芯的温升及工作频率，取EE 型磁芯65x32x27(mm)，则AP=30.7625（cm 4），Ae=535（mm 2），Aw=575（mm 2）。
具体参数如下表：（2）.为了防止共同导通，取占空比D max =O.4，初级绕组匝数： N 1== A B f DU e S ∆mmax 1=AB f D U eS mmax 12其中：B ∆m 为磁通密度增量，B m 为工作磁通密度，B ∆m 应取一、三象限磁通密度的总增量，故BB 2m m=∆ ；A e 为磁芯有效面积(m2)；fS为功率开关的工作频率(Hz)。
带入参数得：N 1=12.8 故取N 1=13匝。
那么初级绕组最大电流：ηUPI minin 0pmax ==4.85（A ）初级绕组裸线面积:JI A xp pmax==1.39 （cm ）（3）.次级绕组匝数：AB f U N eSS m24==2.3 故取N S =3匝。
移相全桥方案参数设计
移相全桥方案参数设计引言：移相全桥是一种常用的电力电子变换器拓扑结构，广泛应用于各种电力供应系统和工业控制领域。
在设计移相全桥方案时，关键是确定合适的参数，以实现所需的电气性能和效率。
本文将从输入电压、输出电压、频率、功率、开关器件和控制策略等方面进行详细的参数设计。
一、输入电压：输入电压是移相全桥的基本参数之一，决定了输出电压的范围和调节能力。
在设计过程中，需要考虑系统所需的最大输出电压和输入电压范围，以及电压调节的精度要求。
同时，还需考虑输入电压的波动和噪声等因素，并合理选择输入电容和滤波器等元件以保证系统的稳定性和可靠性。
二、输出电压：输出电压是移相全桥方案的重要参数之一，直接影响到系统的电气性能。
在设计过程中，需要确定所需的输出电压范围和调节能力，以及电压调节的精度要求。
同时，还需考虑电压波动和纹波等因素，并合理选择输出电容和滤波器等元件以保证输出电压的稳定性和纹波值。
三、频率：频率是移相全桥方案的重要参数之一，决定了系统的工作速度和输出电压的调节响应速度。
在设计过程中，需要根据具体应用要求确定系统的工作频率范围和调节速度要求。
同时，还需考虑开关器件的特性和互感器的选取等因素，并合理调节谐振电感和谐振电容等元件以实现所需的频率。
四、功率：功率是移相全桥方案的重要参数之一，决定了系统的输出能力和效率。
在设计过程中，需要根据具体应用要求确定系统的最大输出功率和效率要求。
同时，还需考虑开关器件的能力和散热等因素，并合理选择功率开关器件和散热器等元件以实现所需的功率。
五、开关器件：开关器件是移相全桥方案的核心元件之一，直接影响到系统的性能和可靠性。
在设计过程中，需要根据输入电压、输出电压、频率和功率等参数确定合适的开关器件。
常用的开关器件包括IGBT、MOSFET和功率二极管等，需要根据具体需求选择合适的器件型号和参数。
六、控制策略：控制策略是移相全桥方案的关键之一，决定了系统的输出电压和功率特性。
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1、2、介绍在大功率服务器件中，为满足高效和绿色标准，一些供电设计师们发现使用移相全桥转换器更容易。
这是| |因为移相全桥变换器可以在转换器原边获得零切换。
这个应用程序的目的是设计报告审查的600W移相全桥变换器在电力系统中，利用TI的新UCC2895移相全桥控制器，并基于典型值。
在生产设计需要修改的值最坏情况的条件。
希望这些信息将帮助其他电源设计者的努力设计一个有效的移相全桥变换器。
表1设计规范描述最小值典型值最大值输入电压370V390V410V输出电压11.4V12V12.6V 允许输出电压瞬变］600mV 加载步骤90%输出电压600W满负荷效率93%电感器切换频率200kHz3、功能示意图4、功率预算为满足效率的目标，一组功率预算需要设定。
^BUOGET =^OUT X 1 =45,2WV H J5、原边变压器计算T1变压器匝比（al）:VREF GNUUPDOUTACQMP QUIT HIWTCUL L AB oyrr&1*DC LCD DUTE瞽QELEF OUTF TTTMiNl S-VNC Mmr GS15RSUV WC1□ cm ADELEF口-jWTF I s srrec估计场效应晶体管电压降（VRDSON ）:V RDSON ~ 0*3 V基于最小指定的输入电压时 70%的占空比选择变压器。
基于平均输入电压计算典型工作周期（DTYP ）("OUT 彳力整座N 0 66(V|N - 2 兀)输岀电感纹波电流设置为输岀电流的20%需要注意在选择变压器磁化电感的正确数值 （LMAG ）。
下列方程计算主变压器器运行在电流型控制。
如果LMA 太小，磁化电流会导致变换器运行在电压模式控制代替 peak-current 模式这是因为磁化电流太大，它将作为PW 坡道淹没RS!的电流传感信号。
^2.76mH图2显示了 T1原边电流（IPRIMARY ）和同步整流器Q 罰QF 电流对同步整流栅驱动电流的反应。
注意 l （QE ） l （QF ） 也是T1的次级绕组电流。
变量 D 是转换器占空比。
a1 =N PN s3［二（¥N 和忡）x 口叱=21M OUTP OUT X °隈V OUT= 10A仃1）的最低磁化电感，确保变频QA ・=b 評■赳毋/ (2 ：・刊1}2~=29.6 A副边均方根电流(ISRMS2)，当电流通过变压器， QE QF 开通Fifluce 2.71 Primarv and OE and QF FET Currents计算T1次级均方根电流(ISRMS):務二导匹+弩-55A V OUT EpAl二血45AS心2晁2=民•却呼匚N SOA副边均方根电流(ISRMS1)当能量被传递到副边：^20 3AIsRMEP副边均方根电流（ISRMS3）引起的负电流在对方绕组随心所欲的时期 ，请参阅图2。
副边总均方根电流（ISRMS ）:计算T1原边均方根电流（IPRMS ）:lP«AiL n 0.47 A'lour*PRMS1 " t ^MAX 、〔PF x U P 十T1原边均方根电流（IPRMS1当能量被传递到次边T1原边均方根电流（IPRMS2）当转换器总T1原边均方根电流（IPRMS ）lp RMS =Vlp R M S i 2 + lp RMS22-3JA此设计一个Vitec 变压器被选中，型号75PR8107有一下规范a1-21-2.8mH测量漏原边漏感：L LK =4H H变压器原边直流电阻：DCRp^O.2151}变压器副边直流电阻：DCR s = 0.58£2^36.0 At'pp L P?T ------------------------317 A'PP«2.5AW°A!pRMS1 == 2,5A：DMAX )估计转换损失(PT1)是铜损的两倍。
(注意：这只是一个估计，基于磁设计总损失可能会有所不同。
)印2 x (G M 孑 x DCRp + 2 x l £w>ls 2 x DCR S 卜 7.0W计算剩余功率预算：^BUDGET - ^BUDGET 卩“筑 38.1 W6、QA, QB, QC, QD FET 选择本设计以满足效率和电压要求 ，20A 650 V,CoolMOS FETs 英飞凌被选择 Qa Qb Qc Qd 场效应晶体管漏源电阻：RdHon 心=®-220£l场效应晶体管输出电容指定FCoss QA_SPEC 二 780pF电压drain-to-source(VdsQA), 输出电容测量，数据表参数：V dEQA =25V计算平均输岀电容⑵:C O SS_QA_A7G — C oss QA spECQA 场效应晶体管栅极电荷：QA =15nC激活栅场效应晶体管的门级电压 ：V g = 12V计算Qa 损失基于Rds 和门QA gfcPg -乂 R 昨 a +2X QA Q X V 3X -. 2JW重新计算功率预算：=^BUDGET - 4 X Pg 去 29. 7 W7、选择LS计算(LS)是基于实现零电压所需的能量切换。
这个电感需要能够消耗的能量开关的寄生电容节点。
以下方 程选择LS 实现零电压在100%负荷降至50%负荷的基础上初级场效应晶体管的平均总输岀电容开关节点。
注意：可能比估计的有更多的寄生电容在开关节点， LS 估计可能需要调整根据实际寄生电容在最后的设计。
为此设计一个26- pH Vitec 感应器被选为 60PR964零件号码。
有以下规格。
"93pF^aUDGETV 八2'pF _ 纠_PUT II 2 2xa1 JL LK -26P HDCR^ 二 27milLS 古计功率损耗(PLS)和调整剩余功率预算P LS =2乎 lPRK1s^xDC%名总 0.5W ^BUDGET = ^BUDGET - ^LS % 29.2W& LOUT 选择电感器设计为电感纹波电流 20%(4 LOUT):P OUI ^D.2 = 600Wx0.2 ^1QA 际厂-12VV °UR (1 D TYP J^2H H 汕OUT yA计算输出电感均方根电流(ILOUT_RMS):L OUT RMSVitec 电感器电子公司2-田的电感，75PR108被选为这个设计。
电感器有以下规范。
LOUT =2 pH输岀电感的直流电阻：DCRgM - 750 pi)估计输岀电感的损失(PLOUT),重新计算功率预算。
注意PLOU 是估计的电感器铜损的两倍的损失。
注意基 于磁生产可能会有所不同。
建议最好仔细检查磁与磁生产损失。
^BUDGET = PstJOGET 尺OUT a 25 4W9、输岀电容C OUT输出电容器选择基于稳态和瞬态 (VTRAN)负载要求。
L OUT 改变满载电流的90%的时间7,5 ps负载瞬变期间，大部分的电流会立即通过电容器等效串联电阻(ESRCOUT 。
下面的方程用于选择ESRCOUT和COUT 基于90%电流的负载。
选择ESR 容许瞬变电压的90%(VTRAN)，当输出电容(COUT)由VTRA 的 10%所选择。
12m£lPOLn - °-9 - tnu论匚阴-翻满足我们的设计要求5个1500 -咸 铝电解电容器的选择从曼联LS 直流电阻：L s =26pH^LOLIT — ^X lotlT X DCR ST^3.SWCATX P OUT X 0.9V QUT ▼QV TV TRAN *0 15.6mFChemi-Con 设计,零件号山go选择所需的输出电容也是前计算输出电容器均方根电流(ICOUT_RMS。
EKY-160ELL152MJ30S 。
这些电容器的ESR 31m Q。
输出电容的数量:|n=5总的输出电容C OUI= 1500 uF x n 7500 pF有效输出电容ESR:ESR COOT=^^ = 6.2mQ计算输出电容器损耗(PCOUT):%OJT -I Q O UT_h 匚SR QQUT二0.21 W重新计算剩余功率预算：P QUOGET =B UDGET「Pcour 丸25.2 W10、选择QE and QF为设计选择FETs总是尝试和错误。
我们以满足电力需求的设计选择75 v,120A- FETs,从Fairchild ,型号FDP032N08 这些FETs的下面特征。
QE^ =152nC^d*(on)QE - 3.2lTl£2计算场效应晶体管平均输出电容(COSS_QE_AVG)基于数据表参数输出电容(COSS_SPEC)从COSS_SPE上测量的(Vds_spec)和最大的漏源电压在设计(VdsQE)将被应用到应用程序中的场效应晶体管。
当QE QF关断时，电压场效应晶体管的电压：81测试数据表上从场效应晶体管输岀电容上指定的电压：仁十25V从场效应晶体管数据表上制定的输岀电容：^oss SPEC = OpFQE QF上平均输出电容OE MG=C OSS SPEC J JiUL ' 16 nF y v ut_sp«cQE QF均方根电流始时的gate charge 需要确定(QEMILLER_MIN結束时的gate charge (QEMILLER_MAX为了给定的VDS3. V fl vs.for QE and QF FETsMaximum gate charge at the end of the miller plateau:Minimunn gate charge at ihe beginning of the miller plateau:QE MILLER_MIN I52N C这个FETs设计是为了驱动UCC27324勺4-A(IP)门限驱动电流Ip 二4A估计场效应晶体管Vds上升和下降时间：100nC-52nC 48nC “工J = ------------ ’----------- _ _ 一弋24ns14A估计QE QF的损失~~~ p f , f fP握=G X 十77^ X J JE(i r十tf 片十2 x C09S CE_*VO X叫ta/ 专十2 X X 甘宓V Q5 N £2(71)P QE' 93 W (72)重新计算功率预算^BUDGET - ^BUDGET _^X P QE - 6,5 W10、输入电容(C IN)如果这个转换器是设计用来390 v输入，通常由PFC勺输出增加pre-regulator 。
选择的输入电容通常是基于交通阻塞和纹波的要求。