专用短波接收机射频前端预选滤波器设计与实现
短波跳频预选器研究设计
1 电路组成及原理
1.1 电路组成
电路主要包括波段开关、双调谐回路、PIN 管开关阵列、 PIN 管驱动电路和接口控制电路，如图 1 所示。
Key words: filter; frequency-hopping communication; resonance circuit
以往短波通信信号频率相对固定，在无线电通信过程中 非常容易暴露、截获和干扰。跳频抗干扰通信是提高短波无 线电通信质量的一种形式，而短波跳频预选器则是短波抗干 扰通信系统中的关键设备。
图 1 电路组成
1.2 波段开关
预选器输入、输出连接 50Ω 射频系统，采用 PIN 管串联 开关电路实现。根据最大输入功率设计目标值＋33dBm 可以 计算出反向电压＋24V（内部电路变换输出提供）能够满足 PIN 管关断要求。
1.3 双调谐回路
谐振回路部分采用螺旋腔体[1]和集总参数综合形式，整个
图 3 ADS 集总参数仿真等效模型
- 70 -
图 5 双调谐回路特性图
1.5 PIN 管驱动电路
由于短波应用中选取的 PIN 管其载流子生存时间一般都 在 20us 以内，因此保证预选器换频时间的关键就在 PIN 管驱
1.3.1 理论计算
由于双调谐回路无载 Q 值和耦合度适配存在频带范围限
制，从而短波频段一般会分为三或四段，每一段的理论电容
和电感值可以通过如下公式[2]计算：
L=
பைடு நூலகம்
4p
1 2DC
短波发射机射频前端放大电路设计与实现
设计应用短波发射机射频前端放大电路设计与实现彭暇（国家广播电视总局二〇二二台，新疆目前设计的前端放大电路仅从低噪声放大电路着手，导致安装在短波发射机上的电路运行效率降低，针对这一问题提出短波发射机射频前端放大电路设计与实现。
分析短波发射机射频信号传输过程，从前端低噪声放大电路和前端功率放大电路两个方面设计射频前端放大电路，同时计算前端低噪声放大电路的增益、稳定及抗噪声性能指标、前端功率放大电路功率增益、输出及效率性能指标。
分别改变短波发射机的工作频率与输入功率，实验结果表明，该设计电路可以提高短波发射机的运行效率，增加信号强度，降低噪声干扰。
短波发射机；射频前端；放大电路设计；拓扑结构Design and Implementation of RF Front-End Amplifier Circuit for Shortwave TransmitterPENG Xia(State Administration of Radio and Television Station 2022Abstract: The front-end amplifier circuit designed at present, only from the low noise amplifier circuit, designs the front-end amplifier circuit, which leads to the circuit installation on the short wave transmitter, and the operationTelecom Power Technology在前端电路中，设计功率放大电路来放大射频短波发射机的功率越高越好。
基于此，设计射频前端功率放大电路，计算功率增益、输出以及效率等指标，并让这些指标达到最优，从而提高短波发射机性能。
此次计算的射频前端功率放大电路指组成的短波发射机射频前端放大电路如图1发射信号时需要关闭低噪声放大电路，打开功率放大电路，避免短波发射机产生内置噪声，干扰信号发射。
接收机的射频前端设计
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接收机的射频前端设计2001-12-3现代民用及军用设施使用电子设备繁多，电磁环境复杂，相互干扰严重。
一般地，车、船和飞机上的通信设备收发机都集成在一起。
以短波通信设备为例，发射机的残余信号在接收机输入端产生的电平达120dBmV(即13dBm)或更高。
而接收机所需接收的微弱信号电平可能仅-6～0dBmV(即-117～-113dBm)。
因此，要求接收机处理的信号动态范围高达120～126dB。
另外，高电平干扰信号与所接收信号频率仅相距数十KHz，所以，高电平干扰信号和它们在接收机中产生的互调分量会严重影响接收机的输出信噪比。
为了降低这种影响，就要求接收机具有以下特性：·高选择性，接收机的动态范围尽可能要大；·高线性，在信道滤波之前，降低带外高电平干扰信号在信道滤波器通带内产生的互调分量；·极低的本振相位噪声，以免邻近的干扰信号将本振噪声转换到接收机信道带宽内。
作为接收机重要组成部分的接收机射频前端是接收机动态性能的关键部件，它工作于中频放大器之前。
诸如动态范围、互调失真、-1dB压缩点和三阶截获点等，都直接影响接收机前端的性能。
接收机前端电路有几种不同的结构。
图1示出了一种最简单的形式。
这种结构没有射频放大器，在带通滤波器之后，只有混频器和本机振荡器。
带通滤波器的输入来自天线，其输出经过混频器到达中频放大器进行后续处理。
这种结构的主要特点是：所需成本比其它结构低；避免由于处理无用能量而消耗混频器的动态范围。
带通滤波器在通频带范围内具有良好的前向性能和良好的反向隔离性能。
这样可以防止本振信号到达天线，进而避免天线发射这些信号。
带通滤波器有三个主要任务：·限制输入信号的带宽以使互调失真最小；·削弱寄生响应，主要是镜象频率和1/2中频频率问题；·抑制本振能量，以防止其到达天线。
一种短波数字接收机模拟前端设计方案
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带外衰减等都受灵敏度和动态范围的影响， 并与具体器件的性能有关， 在做总体方案设计时 可暂不考虑。灵敏度和动态范围的设计主要涉及到前端的总体增益、总的噪声系数和 AGC 动态范围的确定。 2.1 模拟前端增益的分配与计算 模拟体制接收机前端增益的确定原则是： 保证解调器输入端一定信噪比 （即对接收机前 端噪声系数的要求）情况下，把灵敏度信号电平放大至解调器工作门限。而对中频数字化接 收机来说，由于中频信号先进行 A/D 变换，解调由数字信号处理器件中的软件算法完成，因 此前端增益必须保证足够大， 理论上应使灵敏度附近的微弱信号电平加上接收机噪声电平在 A/D 的输入端至少大于一个 A/D 变换器量化电平。由此，我们可以得出： 总增益 （dB） = 量化电平 （dBm） – 灵敏度电平 （dBm） …………………… （1）
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号而言通常可达到 20dB；(2)落入 A/D 输入带宽之内，而位于信息带宽之外的强干扰信号可 能存在，需要留出一定的“静空” ，如 20dB，以防止 A/D 进入饱和；(3)如果要采用欠取样， 则必须考虑 A/D 的满刻度功率带宽的影响，若不用满刻度输入，则可增加 A/D 的工作带宽， 同时也因输出电平的降低，减小了扭动速率和孔径抖动效应引入的噪声。 在我们的设计中，综合考虑以上因素，为 AD6644 正常工作留出 40dB 的“静空” ，也就 是 AD6644 的高 7 位，其中 20dB 用来处理信号波动， 20dB 用来处理外来干扰。AD6644 的满 刻度输入电平为 2V（p-p） ，即 10dBm（50Ω阻抗上的有效值） ，则其稳定输入电平为 10dBm 40dB = -30dBm，即 20mV（p-p） ，而接收机模拟前端的总增益（最大）为 60dB，所以模拟 AGC 起控点对应的射频输入信号幅度应为-90dBm,即 20µV（p-p） 。我们假设接收机接收信号 的最高电平为-10dBm，即 200mV（p-p） ，而此时模拟 AGC 的控制作用达到饱和，则模拟 AGC 的控制范围为 20log(200mV/20µV) = 80dB，这就是接收机模拟 AGC 的控制范围，由前端模 拟电路提供。当射频输入信号小于 20µV（p-p）时，模拟 AGC 失控。如果信号再减小 20 倍， 即以 1µV （-116dBm） 电平射频输入， 那么信号经前端电路放大后送入 AD6644 时恰为 1mV （p-p） ， 刚好对应于 AD6644 的一个有效量化电平 976.6μV，故 1µV（p-p）为该接收机的灵敏度信号 电平。图 3 描述了 14 位 AD6644 的分配情况。
抗干扰接收机射频前端的设计与实现的开题报告
抗干扰接收机射频前端的设计与实现的开题报告一、选题意义在现代社会中，无线通信已成为人们生活中不可或缺的一部分。
在无线通信中，抗干扰是一个非常重要的问题。
当通信环境中存在噪声、多径干扰、频道偏移时，接收机可能无法正确地解码和恢复原始信号，从而影响通信质量和稳定性。
因此，在无线通信中，设计一种高效的抗干扰接收机射频前端具有极其重要的意义。
二、研究内容本论文以研究实现一种抗干扰的接收机射频前端为主要研究内容。
具体包括以下几个方面：1. 抗干扰原理研究介绍干扰的常见类型，分析干扰源对接收机的影响，并研究各种抗干扰技术的原理和应用范围，以及它们的优缺点。
2. 接收机射频前端设计针对目标干扰源和统计特性进行接收机射频前端的布局设计，包括放大器、滤波器、混频器及其参数选取、电路连接和调节等。
3. 抗干扰前端功率测试在实际干扰环境中，对设计好的抗干扰接收机射频前端进行功率测试和性能评估，并与传统接收机射频前端进行对比，验证其抗干扰能力和通信效果。
三、研究方法本次研究主要采用以下方法：1. 理论研究法对抗干扰技术的原理和应用范围进行综述，对常见接收机射频前端的设计方案进行分析和比较，从而找出本研究的方向和重点。
2. 数学建模法使用数学模型描述干扰信号和接收信号之间的关系，从而确定参数和设计接收机射频前端电路。
3. 实验验证法在实际的干扰环境中，对设计好的接收机射频前端进行功率测试和性能评估，并与传统接收机射频前端进行对比，验证其抗干扰能力和通信效果。
四、预期目标通过本次研究，预期达到以下目标：1. 掌握抗干扰技术的原理和应用范围；2. 设计出一种在现实干扰环境中具有高抗干扰能力的接收机射频前端；3. 对设计好的接收机射频前端进行功率测试评估，验证其抗干扰能力和通信效果，为后续的抗干扰技术研究提供参考。
五、研究进度安排1. 前期调研，查阅相关文献，了解抗干扰技术的研究现状和发展趋势。
预计时间：1个月。
2. 理论分析和数学建模，确定接收机射频前端的设计方案和电路参数。
全数控短波接收机前端电路的设计与实现的开题报告
全数控短波接收机前端电路的设计与实现的开题报告一、研究背景随着现代通信技术的不断发展，短波通信已成为国际间、长距离间进行通信的重要方式之一。
为了实现高质量的短波通信，需要具备高品质、高性能的短波接收机。
而接收机的前端电路是影响短波接收机性能的重要因素之一。
因此，本研究选取全数控短波接收机的前端电路作为研究对象，旨在探索高速数字信号处理技术在短波接收机前端电路中的应用及其效果，以提高短波接收机的性能和可靠性。
二、研究内容和目的本课题的主要研究内容是全数控短波接收机的前端电路设计和实现。
具体来说，需要解决以下问题：1.调研当前数控技术在短波接收机前端电路中的应用现状和发展趋势；2.研究全数控短波接收机的前端电路原理及其特点；3.设计数字信号处理电路，完成数字信号的采集、处理，控制信号的生成等功能；4.实现全数控短波接收机前端电路，进行性能测试和优化；5.总结研究成果，提出未来改进的建议。
本课题的目的是，利用高速数字信号处理技术，设计具有高精度、高稳定性的全数控短波接收机前端电路，以实现更好的短波接收效果，提高短波接收机的性能和可靠性。
三、研究方法和技术路线本研究采用的主要研究方法是实验方法和分析方法。
具体研究技术路线如下：1.调研当前数控技术在短波接收机前端电路中的应用现状和发展趋势，分析数字信号处理技术在短波接收机前端电路中的应用优劣；2.基于全数控短波接收机的前端电路原理及其特点，设计数字信号处理电路，完成数字信号的采集、处理，控制信号的生成等功能；3.实现数字信号处理电路，进行成品测试和性能优化；4.通过对实验结果的分析和总结，提出未来改进的建议。
四、可行性分析本课题的实现需要采用数字信号处理技术，利用高速模数转换器（ADC）进行数字信号的采集和处理，并生成相应的控制信号。
同时，需要设计高可靠性、高精度、低噪声的前置放大器和滤波器等电路，以达到较好的短波接收效果。
因此，本课题的实现可行性较高。
短波接收机射频前端的设计与实现
关键词： 短波通信
超外差式 自动增益控制
直接数字频率合成器
II
短波接收机射频前端的设计与实现
ABSTRACT
III
ABSTRACT
Short wave communication technology plays an important role in the military, navigation, broadcast and emergency communication. With the development of signal processing technology and electronic devices，the short-wave receiver is becoming more and more automated, intelligent and digital. Therefore, a special short wave receiver is studied in this thesis. On demand of an actual project, some main parameters relevant to the short-wave receiver are described, including the noise figure，third order intercept point，sensitivity and 1dB compression point. Feasibility analysis of the receiver system as well as simulation of gain and noise budge by ADS software is also presented. In the hardware implementation of the receiver, the super-heterodyne receiver with single conversion is selected. Follow the design schematic, the DDS is adopted to obtain local oscillator signal (LO) with high precision and stability. A large dynamic range of the receiver system can be obtained by using two cascaded automatic gain control (AGC) circuit units. Finally, the schematic circuit diagram and the printed circuit broad for the receiver system are designed and tested. The measured results show that the AGC circuit has a wide adjusted range of more than 60dB. The power range of the DDS output signal is from 10dBm to 15dBm; the Phase noise of the DDS is less than -90dBc/Hz. The feasibility and practicality of the design system is verified through measured results of the hardware object.
新型短波窄带接收机射频前端的设计与实现
困难 ； 其次 ， 收 到 的 短波 信 号 的动 态 范 围也 比较 所
大 ， 满 足 直 接 采样 至少 需 要 ２ 要 ０位 的 Ａ Ｄ器 件 ， ／
来的短 波信 号经 过 Ｌ Ａ的除 噪 放 大后 送 人 电调 谐 Ｎ 滤波器 ， 通过 控 制 电路 的控 制 ， 成 接 收 频段 的切 完 换、 电调 谐滤 波器 的选 频 和 滤 波 ， 过处 理后 的信 经 号再 经 过适 当的 宽 带放 大 送 入 后 端 的数 字信 号 处 理 模块 ， 而实现 射频 信号 模拟 部分 的处 理 。 从
Ｊ ｎ． ０ ６ ｕ ２０
新 型 短 波 窄 带 接 收机 射 频 前 端 的设 计 与 实 现
朱 洪 亮 ， 临 东 ， 世 刚 葛 刘
（ 息 工 程 大 学 信 息 工 程 学 院 ， 南 郑 州 ４００ ） 信 河 ５０２
摘要 ： 出 了一种基 于 射频 直接数 字化 的短 波 窄带接 收机 射频前 端 的设计 实现 方案 ， 提 并且 着 重 讨论 了作 为 此方案 关键 技术 的射 频 Ａ Ｃ及 电调 谐 滤 波器 的具体 设 计 方 案和 实 现 过程 。 最 后 Ｇ
给 出 了电 路 仿 真 和 测 试 的 结 果 。
关键 词 ：射频直 接数 字化 ； 电调 谐 ； 自动增 益控 制 ； 噪 声放大 器 低 中图分 类号 ：Ｎ ５ Ｔ ９７ 文 献标 识码 ： Ａ 文章 编号 ：６ １ ６ ３ ２０ ）２—０ ８ １７ 一ｏ
１ １ 设计 方案 ．
本 方案 采用 射频 直接数 字 化体制 ， 实现原 理 图
如图 １ 示 。整 个 模拟 前 端 模 块 主 要完 成 短波 信 所 号的 除噪 、 滤波 、 放大 以及增 益控 制 ， 从天 线接 收下
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第33卷第11期应用科技Vol .33,№.112006年11月App lied Science and Technol ogyNov .2006文章编号:1009-671X (2006)11-0041-04专用短波接收机射频前端预选滤波器设计与实现陈国宇,韦金辰(哈尔滨工程大学自动化学院,黑龙江哈尔滨150001)摘 要:介绍了一种利用归一化算法结合经典福斯特法实现射频滤波器的方法.针对专用短波接收机射频前端预选滤波器,详细阐述了无源LC 滤波器的设计方法;分析总结了滤波器实现过程中的一些经验;利用专业仿真软件对所设计的无源LC 预选滤波器进行仿真,并最终实现系统要求的无源LC 滤波器.关键词:接收机;射频前端;预选滤波器中图分类号:T N015 文献标识码:ADesi gn and reali zati on of the preselected filterof dedi cated S W recei ver RF front 2endCHEN Guo 2yu,W E I J in 2chenCollege of Aut omati on,Harbin Engineering University,Harbin 150001,China )Abstract:This paper intr oduces a way t o i m p le ment RF filter by using nor malizati on algorithm in combinati on with the classic Foster method .The design of passive LC p reselected filter of dedicated S W receiver RF fr ont 2end illus 2trated and the possible s oluti ons concerning the p r oble m s are discussed that may occur in the design p r ocedure .The s pecial si m ulati on s oft w are is e mp l oyed t o si m ulate the p reselected filter t o realize the require ments of the syste m.Keywords:receiver;RF fr ont 2end;p reselected filter收稿日期:2006-07-20.作者简介:陈国宇(1982-),男,硕士研究生,主要研究方向:控制理论与控制工程,E 2mail:heavenrain@. 为了得到性能较好的射频接收机前端,滤除接收机中的各种干扰信号,保留有用信号,必须在接收机前端适合的地方放置滤波器.尤其是放置于系统第一级的预选滤波器,它的性能好坏直接影响了整个接收机射频前端的噪声系数.通过分析N 级级联系统噪声系数方程可知,必须将预选滤波器的损耗降到最低,同时还必须使其具有系统需要的选择性.1 预选滤波器的选择由于预选滤波器处于整个射频前端系统的第一级,其性能对整个接收机系统产生极大的影响,考虑到系统的线性度(避免非线性误差带来噪声),预选滤波器中不应有任何有源器件,因此该滤波器应设计为无源LC 滤波器[1].同时,对于专用短波接收机系统来说线性的相位响应(相移)要比陡峭的衰减或幅度变化更为关键,而且线性的相移和陡峭的幅度变化是相互冲突的.综合考虑其相互影响并结合系统要求,文中设计选择了衰减曲线中波纹最小的最大平滑巴特沃兹(Butter worth )带通滤波器.2 预选滤波器的设计与实现2.1 预选滤波器的设计方法目前,模拟带通滤波器的设计方法都是将要设计的滤波器的技术指标通过某种频率转变关系转换成模拟低通滤波器的技术指标,并依据这些技术指标设计出低通滤波器的转移函数,然后再依据频率转换关系变成所要设计的滤波器的转移函数[2].模拟带通滤波器的4个频率参数是Ωsl 、Ω1、Ω3、Ωsh ,其中Ω1、Ω3分别是带通的下限与上限频率,Ωsl是下阻带的上限频率,Ωsh 是上阻带的下限频率,首先要将它们做归一化处理.定义ΩBW =Ω3-Ω1为带通的带宽,并以此为参考频率对Ω轴做归一化处理,即ηsl =Ωsl /ΩBW ,ηsl =Ωsh /ΩBW ,η1=Ω1/ΩBW ,η3=Ω3/ΩBW . 再定义Ω22=Ω1Ω3为带通的中心频率,归一化的η22=η1η3,从而可以得出其归一化的幅频特性H(j η)及归一化的低通幅频特性|G (j λ)|,进而可以得出η和λ的一些主要对应关系.在η2-η3之间找一点η,它在λ轴上对应的点应在0-λP 之间,由于η3=η22/η1,那么η在η轴上对应的点应是η22/η,而λ在λ轴上对应的点应是-λ.这样又可找到η与λ的转换关系为η-η22/ηη3-η1=2λ2λP .(1)由于η3-η1=1,λP =1,所以有λη2-η22η.(2) 从而实现了频率转换.利用所得到的低通滤波器技术指标λP 、λs 、αP 、αs ,可设计出滤波器的转移函数G (p ).由p =s 2+Ω1Ω3s (Ω3-Ω1).(3)可得H (s )=G (p )|p =s 2+Ω1Ω3s (Ω3-Ω1).(4) 这样,所需的带通滤波器的传递函数可以求出.通过上述方法可以将巴特沃兹模拟带通滤波器的设计转化成巴特沃兹模拟低通滤波器的设计[3].注意,N 阶的低通滤波器转换到带通后,阶次变为2N .给定模拟低通滤波器的技术指标αp 、Ωp 、αs 、Ωs ,其中αp 为通带内允许的最大衰减,αs 为阻带内应达到的最小衰减,αp 、αs 的单位为dB ,Ωp 为通带上限角频率,Ωs 为阻带下限角频率[4].αp 、αs 都是Ω的函数,它们的大小取决于|G (j Ω)|的形状,为此,定义一个衰减函数α(Ω),即α(Ω)=101g X (jΩ)Y (j Ω)2=101g1|G (j Ω)|2.(5) 这样,式(5)把低通模拟滤波器的4个技术指标和滤波器的幅平方特性联系了起来.由于每一个滤波器的频率范围存在很大差别.为了使设计规范化,需要将滤波器的频率参数作归一化处理.设所给定的实际频率为Ω(或f ),归一化后的频率为λ,对低通滤波器,令λ=Ω/Ωp .(6) 令归一化复数变量为p,p =j λ,显然p =j λ=j Ω/Ωp =s /Ωp .(7) 巴特沃兹低通模拟滤波器的设计可以按以下3个步骤来进行.1)将实际频率Ω归一化得归一化幅平方特性|G (j λ)|2=11+C 2λ2N.(8) 由此可以看出|G (j λ)|2(或|G (j Ω|2)中只有2个参数C 和N ,N 是滤波器的阶次.2)求C 和N由(5)式得α(λ)=101g (1+C 2λ2N ),(9)则C 2λ2N=10αp /10-1,C 2λs2N=10αs /10-1(10) 因为λp =1,所以C2=10αp /10-1,N =lg10αs /10-110p s /10-1lg λs .(11)这样C 和N 可求.若令αp =3dB ,则C =1,这样巴特沃兹低通模拟滤波器的设计就只剩下一个参数N .3)确定G (s )因为p =j λ,有G (p )G (-p )=11+(p /j )2N=11+(-1)N p2N.(12)由1+(-1)N p 2N=0解得p k =expj2k +N -12Nπ,k =1,2,…,2N .(13) 这样,G (p )G (-p )的2N 个极点等分在s 平面半径为一的圆上,相距为(π/N )rad .为了保证所设计的滤波器是稳定的,应把左平面的极点赋予G (p ),即p k =expj2k +N -12Nπ,k =1,2,…,2N .(14)・24・应 用 科 技 第33卷这样G (p )=1(p -p 1)(p -p 2)…(p -p N ).(15)若N 为偶数,G (p )的极点皆是共轭出现,即p k ,p N +1-k ,1≤k ≤N /2.(16)这一对共轭极点构成一个二阶系统,即G k (p )=1(p -p k )(p -p N +1-k ).(17) 总的转移函数应是N /2类型的二阶系统的级联,即G (p )=∏N /2k =1Gk(p ),N 为偶数.(18) 若N 为奇数,它将由一个系统和(N -1)/2个二阶系统相级联,即G (p )=1p +1∏(N -1)/2k =1Gk(p ),N 为奇数.(19) 这样,就得到了归一化的转移函数G (p ).利用式(7)关系,即得实际需要的G (s ).为实现二端口梯形的转移函数G (s ),重点在于利用G (s )求出z 11和22,然后实现z 11和z 22.转移函数的零点与z 21的零点相一致,所以不必求z 21.推导z 21和z 22的基本思想是输入LC 网络的平均功率应等于LC 网络输出的平均功率.为此,定义辅助有理函数K (s )和K (ω2)使K (s )K (-s )|s 2=-ω2=K (ω2)=K (-s )=M 2max M 2(ω)-1.(20)式中:M (ω)=|H (j ω)|是幅频响应,且M m ax (ω)=是幅频响应的最大值.K (ω2)是ω的偶有理函数,K(-s 2)是具有实系数的关于s 的偶有理函数,且K (ω2)≥0.(21)K (-s 2)的复零点以象限对称的形式出现,即,s 1=σ1+j ω1,s 2=σ1-j ω1,s 3=2σ1+j ω1,s 4=-σ1-j ω1,σ1和ω1是正实数.由于K (s )是具有实系数的有理函数,所以必须从s 复平面的左半平面或右半平面选择复共轭零点对.K (-s 2)的实零点成对出现,即s 1=σ1,s 2=-σ1.对K (s )只选择一个零点即可.用于求二端口梯形实现的归H n (s )为H n (s )=H (s )M max =P (S )D even +D odd =P even +P odd D even +D odd.(22)式中:D even 是关于s 的偶多项式,D odd 是关于s 的奇多项式.P (s )由转移函数的零点决定,P even 是关于s 的偶多项式,P odd 是关于s 的奇多项式.由式(22)可求出-K (s )=N even +N odd P (s )=N even +N oddP even +P odd.(23)式中:N even 是关于s 的偶多项式,N odd 是关于s 的奇多项式.采用K (s )的极点作为转移函数的零点.可以看出z 11=R gD even -N even D odd +N odd,z 22D even +N even D odd +N odd. 阻抗z 11可以由经典的福斯特法实现.根据上述方法可实现系统所需求的巴特沃兹带通模拟滤波器.利用ADS 对所设计的系统进行仿真,如图1所示.图1 利用ADS 仿真LC滤波器仿真结果如图2所示.图2 LC 滤波器频率响应仿真结果2.2 预选滤波器的实现2.2.1 电感元件的制作通过以上分析可以设计出符合要求的LC 滤波器,但是滤波器的实现却存在一定的难度.实现滤波器,主要是实现高精度、高Q 值、高自谐振频率以及寄生参量较小的电感.一般来说,对于电感值较小的电感,采用漆包线直接绕制空心线圈而成[5].L =0.011684hN 2μr log 10o .di .d.(24)式中:L 为电感值;h 为磁环厚度;o .d 为磁环外径;i .d 为磁环内径;μr 为磁环磁感系数;N 为线圈轧数.绕制成型后选择一50pF 左右的电容与其串联,根据LC 振荡电路原理,利用矢量网络分析仪测出其并联谐振点.通过LC 与谐振频率的换算关系,・34・第11期陈国宇,等:专用短波接收机射频前端预选滤波器设计与实现就可以得出L的准确值.2.2.2 预选滤波器的调整滤波器装配完成以后,就要测量各项电特性.如果某些性能不能满足技术要求,就要进行调整,直到达到技术要求为止.调整过程如下:1)在印制板上进行调谐,谐振回路和其他元件断开,引线应尽量短,以使调谐准确.2)调谐完成以后,把各点连接起来便构成滤波器.首先测量通带的反射衰减.如果调谐好的谐振频率已发生较大的偏移,要重新检查并调整谐振频率.如果反射衰减仅在个别点上稍低于要求值,可以微调衰减峰频率使之符合要求.3)如果通带衰减太大,一个原因是原件的Q值太低所造成的.这时候,把不符合要求的元件找出来并替换之;另一个原因是衰减峰频率偏了,这时候要重新进行调谐.4)在测量阻带的工作衰减时,因为频率较高,如果遇到阻带要求高的滤波器,有时个别点会不符合要求.这时可微调衰减峰频率,使整个阻带特性符合要求.但衰减峰频率调过后,又会影响通带特性.需经过反复调整,才能使二者同时满足要求.2.2.3 滤波器的常见故障及排除方法(1)不通或通带衰减大1)逐节短路串联臂.如万用表指示突然增大,表明该串联臂有故障.查出串联臂有故障以后,再按照上述方法检查该节哪些元件发生故障.2)如果串联臂经过检查后没有故障,就再检查并联臂.检查时要逐个断开并联臂,查出某节并联臂有故障后,再用同样的方法检查该节元件有无故障.3)通带中高频端衰减增大,可测上阻带的衰减峰频率和谐振衰减.低频端衰减增大,可测下阻带的衰减峰频率和谐振衰减.(2)通带内衰减波动大1)分别检查串联臂和并联臂的谐振频率.2)检查电容器的绝缘电阻.3)重新调谐或更换元件.(3)阻带衰减下降1)并联臂元件Q值下降.测量电感、电容的Q 值.2)并联臂谐振频率有偏移.测量谐振频率.3)接地端子接触不良.用万用表检查.(4)非线性失真增大1)磁芯受震移位,改变了磁路的气隙,造成磁饱和,使谐波增大.可用高、低电平分别测量电路的谐振频率,若谐振频率随电平高低而变,表明磁芯有磁饱和现象,应予更换.2)电容元件接触不良,虚焊等形成活动性电阻,引起谐波增大.可用阻抗电桥测试电容器的接触电阻,用万用表检查原件接头的接触电阻.(5)平衡滤波器的平衡衰减下降1)串联臂元件变值或对地绝缘不良,造成上下不对称.应逐节测量平衡衰减以确定故障所在.2)并联臂有对地短路现象.应检查并联臂元件对地绝缘程度.(6)阻抗特性不好(反射衰减太小)1)分别检查串联臂和并联臂的谐振频率.2)检查元件值有无变化.3 结束语总之,专用短波接收机在设计和实现上越来越趋向高性能、高集成度方向发展.在性能上,接收机主要是向高线性、大动态范围、高灵敏度、高分辨率等方面发展.而要实现这些目标最重要的是实现接收机性能优良的滤波器.文中正是根据这样的需求,从理论算法的角度分析并实现了一种满足专用短波接收机射频前端系统指标要求的预选滤波器.参考文献:[1]刘长军,黄卡玛,闫丽萍.射频通信电路设计[M].北京:科学出版社,2005.[2]胡广书.数字信号处理理伦、算法与实现[M].第二版.北京:清华大学出版社,2003.[3]ULR I CH L R DAV I D P.NE W KI RK.R F/M icr owave circuitdesign for wireless[M].北京:电子工业出版社,2004. [4]M I ROS LAV D,DEJAN V,BR I A N L.Filter design for signalp r ocessing using MAT LAB and mathematica[M].北京:电子工业出版社,2004.[5]JOSEPH J.Secrets of RF circuit design[M].北京:电子工业出版社,2001.[责任编辑:张晓京]・44・应 用 科 技 第33卷。