开关电源CCM和DCM工作模式
开关电源CCM和DCM工作模式
开关电源Buck电路CCM及DCM工作模式一、Buck开关型调整器:图1二、CCM及DCM定义：1、CCM (Continuous Conduction Mode),连续导通模式：在一个开关周期内，电感电流从不会到0。
或者说电感从不“复位”，意味着在开关周期内电感磁通从不回到0，功率管闭合时，线圈中还有电流流过。
2、DCM，(Discontinuous Conduction Mode)非连续导通模式：在开关周期内，电感电流总会会到0，意味着电感被适当地“复位”，即功率开关闭合时，电感电流为零。
3、BCM（Boundary Conduction Mode），边界或边界线导通模式：控制器监控电感电流，一旦检测到电流等于0，功率开关立即闭合。
控制器总是等电感电流“复位”来激活开关。
如果电感值电流高，而截至斜坡相当平，则开关周期延长，因此，BCM变化器是可变频率系统。
BCM变换器可以称为临界导通模式或CRM（Critical Conduction Mode）。
图1通过花电感电流曲线表示了三种不同的工作模式。
图2 电感工作的三种模式电流斜坡的中点幅值等于直流输出电流I的平均值，峰值电流Ip与谷值电o流I之差为纹波电流。
V三、CCM工作模式及特点根据CCM定义，测试出降压变换器工作于连续模式下的波形，如下图3所示。
图3波形1表示PWM 图形，将开关触发成导通和截止。
当开关SW 导通时，公共点SW/D 上的电压为Vin 。
相反，当开关断开时，公共点SW/D 电压将摆到负，此时电感电流对二极管D 提供偏置电流，出现负降压——续流作用。
波形3描述了电感两端电压的变化。
在平衡点，电感L 两端的平均电压为0，及S1+S2=0。
S1面积对应于开关导通时电压与时间的乘积，S2面积对应于开关关断时电压与时间的乘积。
S1简单地用矩形高度（in V -out V ）乘以D sw T ，而S2也是矩形高度-out V t 乘以（1-D ）sw T 。
连续（CCM）及非连续（DCM）导通模式
CCM Continuous Conduction Mode 连续导通模式DCM Discontinuous Conduction Mode 非连续导通模式CCM连续模式：变压器磁能尚未释放完毕，或激磁电流未下降到零时开关管再次导通，开关管电流从这个还未下降到零的激磁电流开始上升，即开关管电流不是锯齿波，是侧梯形波，因全过程中没有前后级同时关断的时刻，VDS波形后肩没有低频波。
90V输入，IPK波形 90V输入，VDS波形DCM断续模式：变压器磁能释放完毕，或激磁电流下降到零，再延时后开关管导通。
开关管电流从零开始上升，开关管电流为锯齿波。
在中间的延时段，前后级同时关断，因输出电压门槛，关断后还有少量能量未释放完，在变压器内部形成振荡波，即VDS波形后肩低频波（由于是分布电容与变压器激磁电感与漏感的和形成的，故频率较低。
而尖峰电压为分布电容与漏感形成的，频率高）。
264V输入，IPK波形 264V输入，VDS波形临界模式：即DCM模式中的激磁电流下降到零点时开关管马上再次导通，没有延时，开关管电流为锯齿波，VDS波形后肩没有低频波。
（其实也有类似DCM 模式下的输出门槛电压造成磁能未完全释放，但能量很低，开关管再次导通时起始电流基本接近零，可以忽略）即激磁电流还未下降到零时，开关管再次导通为CCM模式；下降到零时马上导通为临界模式；下降到零再延时开关管才导通为DCM 模式。
锯齿波电流起始端的电流尖峰是寄生电容对开关管充放电引起的，电容中的电流能突变，电压不能突变；电感上的电压能突变，电流不能突变。
相对来说，MOS管关断后无电流通过（绝对来说，还是有很微弱的电流振荡），变压器的储能通过次级及外围分布参数续流释放能量，分布参数形成尖峰冲击振荡。
由于开关管引脚D还“挂靠”在上面，能感受到其压力即电压。
上图电流波形上的，那个尖峰是由哪产生的，有的电流波形朝也也会有这个尖，开通瞬间的电流尖峰是次级二极管的反向恢复以及分布电容放电产生的。
开关电源CCM和DCM工作模式
开关电源Buck电路CCM及DCM工作模式一、Buck开关型调整器:图1二、CCM及DCM定义：1、CCM (Continuous Conduction Mode),连续导通模式：在一个开关周期内，电感电流从不会到0。
或者说电感从不“复位”，意味着在开关周期内电感磁通从不回到0，功率管闭合时，线圈中还有电流流过。
2、DCM，(Discontinuous Conduction Mode)非连续导通模式：在开关周期内，电感电流总会会到0，意味着电感被适当地“复位”，即功率开关闭合时，电感电流为零。
3、BCM（Boundary Conduction Mode），边界或边界线导通模式：控制器监控电感电流，一旦检测到电流等于0，功率开关立即闭合。
控制器总是等电感电流“复位”来激活开关。
如果电感值电流高，而截至斜坡相当平，则开关周期延长，因此，BCM变化器是可变频率系统。
BCM变换器可以称为临界导通模式或CRM（Critical Conduction Mode）。
图1通过花电感电流曲线表示了三种不同的工作模式。
图2 电感工作的三种模式电流斜坡的中点幅值等于直流输出电流o I 的平均值，峰值电流Ip 与谷值电流V I 之差为纹波电流。
三、CCM 工作模式及特点根据CCM 定义，测试出降压变换器工作于连续模式下的波形，如下图3所示。
图3波形1表示PWM 图形，将开关触发成导通和截止。
当开关SW 导通时，公共点SW/D 上的电压为Vin 。
相反，当开关断开时，公共点SW/D 电压将摆到负，此时电感电流对二极管D 提供偏置电流，出现负降压——续流作用。
波形3描述了电感两端电压的变化。
在平衡点，电感L 两端的平均电压为0，及S1+S2=0。
S1面积对应于开关导通时电压与时间的乘积，S2面积对应于开关关断时电压与时间的乘积。
S1简单地用矩形高度（in V -out V ）乘以D sw T ，而S2也是矩形高度-out V t 乘以（1-D ）sw T 。
开关电源设计必须了解什么是DCM与CCM，它们都有哪些优缺点？
开关电源设计必须了解什么是DCM与CCM，它们都有哪些优
缺点？
断续模式（DCM）与连续模式（CCM)是开关电源最常用的两种工作模式。
当初级开关管导通前，初级绕组还存在能量，不完全传递到次级，这种情况就叫连续模式。
若初级绕组能量完全传递到次级，则为断续模式。
那两种工作模式各有什么优缺点呢？
连续模式（CCM）
1、优点
初级峰值电流相对较小，但会叠加较大的直流成分，需要增加气隙以防止变压器饱和；占空比跟输出的电流大小无关，故适合于负载电流变化较大的场合；对次级输出的电容要求相对较低，有利于降低电容的容量与体积。
2、缺点
次级整流二极管存在反向恢复的问题，从而引起发热与EMI问题；反馈补偿复杂，存在右半面零点的问题；需要较大的磁芯与较多的初级匝数。
断续模式（DCM）
1、优点
因为初级开关管开通前，次级整流二极管就已经关闭，所以不存在反向恢复的问题；反馈补偿容易，不存在右半面零点的问题，所以负载电流突变引起的瞬态响应更快，动态好，过冲也不会太高。
2、缺点
所有功率元器件承受的峰值电流都比较大，电流的有效值也大，在一定程度上会影响电路的效率；大的di/dt会带来EMI问题；因为
占空比跟输出的电流大小有关，要得到稳定的输出，必定有个最小负载的问题；对次级输出的电容要求也更高，否则会有很大的纹波问题。
所以一般输出功率小或输出电流小的电源适合采用DCM工作模式。
功率大或输出电流大的则适合用CCM模式。
一般是低压工作在CCM 模式，高压工作在DCM模式，这是较理想的选择。
BUCK变换器轻载时三种工作模式原理及应用
BUCK变换器轻载时三种工作模式原理及应用BUCK 变换器是一种常见的 DC-DC 变换器，用于将一个较高电压的直流输入 voltage 输入转换成一个较低电压的直流输出 voltage 输出。
在轻载条件下，Buck 变换器可以采用三种不同的工作模式，即连续导通模式（Continuous Conduction Mode，简称 CCM）、脉冲调制模式（Pulse Width Modulation，简称 PWM）以及脉冲频率调制模式（Frequency Modulation，简称 FM）。
下面将详细介绍这三种工作模式的原理及应用。
1.连续导通模式（CCM）：在连续导通模式下，Buck 变换器的开关管（开关管处于导通状态）一直处于导通状态，当负载电流小于或等于开关管的平均电流时，该模式适用。
在这种模式下，输出电压是由输出电感上的电流波形形状决定的。
当负载电流较小时，电感上的电流波形会连续地流过开关管，在每个开关周期开始时，电感电流从零电流重新开始增加，然后继续增加直到达到峰值电流，随后开始减小，最后回到零电流。
因此，在连续导通模式下，开关管的在每个开关周期中被连续地开启和关闭。
在应用方面，连续导通模式的Buck 变换器常用于对输出电压精确度要求较高的场合，例如高性能的电子设备、精密仪器等。
2.脉冲调制模式（PWM）：脉冲调制模式是一种开关时间控制模式，适用于轻载和中载条件。
在脉冲调制模式下，开关管的导通时间由控制电路根据负载和输入条件来决定。
随着输出电压的变化，控制电路会调整导通时间，以使输出电压保持在所需的目标值。
在每个开关周期内，开关管的导通时间和断开时间是固定的。
在应用方面，脉冲调制模式的Buck 变换器广泛用于电力转换系统、汽车电子设备等领域。
3.脉冲频率调制模式（FM）：脉冲频率调制模式是一种工作频率控制模式，在负载变化较大的情况下，能保持稳定的输出电压。
这种模式下，开关管的导通时间保持不变，而开关频率会根据负载需求进行调整。
开关电源DCM和CCM工作模式及仿真
整流 脉冲电
滤波
稳压直流电
2013/7/7
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一、什么是开关电源（3）
开关电源：泛指，电路中电力电子器件工作在高频 开关状态的直流电源。
– 电力电子器件工作在开关状态，损耗很小，因此整机效率高 – 其隔离和电压变换的变压器T是高频变压器，体积大大缩小，重
量大大减轻 – 输出直流电压可高可低
Specs: 48Vdc to 9.6Vdc/53A, Eff.=96.8%, Power Density: 19W/cm3 (312.3W/in3).
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一、什么是开关电源（7）
高效率电源的需求
应用管理器
公用电网
微型发电机
整流器 应用管理器
DC/DC
逆变器
DC/DC
DC/DC
直流负载
不断的增加功率密度和更高的工作效率。数字控制开关电源技术日 益得到广泛应用
2013/7/7
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一、什么是开关电源（6）
High f/Eff./Power Density Conversion
Single Module
3 Modules On The Bench
500W Quarter Brick Bus Converter
20kHz – 20世纪80年代：IGBT功率MOSFET的出现——大功率开关电源开始
广泛应用 – 20世纪80年代开始：软开关技术的发展——开关频率不断得到突破，
100kHz，1Mhz，10MHz……。 – 20世纪90年代：功率因数校正电路——绿色电源（对电网无污染） – 21世纪：电力电子电磁兼容技术发展、磁集成技术得到大力发展，
L I L2
Ts
第一节_开关电源DCM和CCM工作模式及仿真2013
– 水利、火力发电机： • 机械能、热能 – 干电池： • 化学能 – 计算机电源： • 交流电 – 太阳能电池、风能 • 太阳能、风能 网 电网电能 电能 直流电 电能/并
• 本书所指电源是：输入输出都是电 能的电能变换电源。 2013/7/7
控制设备，计算机等电源 焊机，超声电源，计算机电源等 焊机、高频感应加热，交换机等
500W～ 30kW
这类电源的共同特点：具有高频变压器、直流稳压是从变压器次级 绕组的高频脉冲电压整流滤波而来。变压器原副边是隔离的，或是 部分隔离的，而输入电压是直接从交流市电整流得到的高压直流。
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• 变压器副边电感方程：
I L 2 L Uo Ts
2L RTs
2＝
t
DTs iL
Uo 1 4K 1 2L M , 其中K＝ 2 Ui 2K D Ts R 在电感电流断续的情况下，Uo=DUi不成立。
U 1 I L ( D ) o ， 2 R I L L Ui 电感方程： DTs
s 2013/7/7
在电感电流断续的条件下，电路其它参数不 变而电路负载改变时，输出电压发生改变； 而在电感电流连续的情况下，输出电压不随 负载改变。 27
实际器件
iD
IL
Qrr
I RRM
uD
Vo
trr
iDS
I RRM
Ids
Vds
IL
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非理想变压器
2013/7/7
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一、什么是开关电源（8）
开关电源产业当前关注的技术
2013/7/7
理清头绪 反激的DCM与CCM是怎样工作的？
理清头绪反激的DCM 与CCM 是怎样工作的？
对于反激的DCM 与CCM 工作状态大家议论的很多，但大多并没有讲解透彻，经过小编整理网友“amonson”的精华帖，希望与大家共同研究，力图把这个问题完全讲明白。
废话不多说，先上初级线圈电流波形：
图中Ipk1 表示DCM 条件下的电感峰值电流，Ipk2 表示CCM 条件下的电感峰值电流。
如果我们要设计一个反激电源，要求输出电压Vo、输出电流Io，输入最低直流电压Vin、输入最高直流电压Vm。
设计的第一步先规定一个工
作频率f(当然频率的确定需要考虑很多因素，但这里只专注于讨论DCM 和CCM 工作模式，暂且直接规定f)，然后规定最大占空比D(反激通常在0.5 以下为佳)，现在分别按照DCM 和CCM 模式进行设计：
1、因为输出功率等于输入功率乘以效率，而输出功率为Vo*Io，输入电压范围也已知，所以首先假定效率并计算初级电流。
如果我们设计为DCM 工作方式，显然峰值电流更高，但由于其能量完全传递，在散热允许的条件下，DCM 方式可以用相对较小的磁芯输出更大的功率。
2、初级电流确定后，就可以由此计算出初级所需的电感量L。
因为KRF 一定小于1，所以L2 一定大于L1，即同样输出功率、同样输入电压、同样开关频率和占空比、同样效率时，DCM 的电感量一定小于CCM 的电感量。
3、选择合适的磁芯
Vo 和Io 已知，Bm 由磁性材料和工作温度决定，由于采用有效值进行计算，所以Kj 可以取8A/mm2，但需要注意趋肤效应。
初级线圈窗口利用率Kw，假设用圆线把窗口绕满，则总的利用率为3.14/4=78.5%；再假设辅助绕组、屏蔽。
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开关电源Buck 电路CCM 及DCM 工作模式一、Buck 开关型调整器:图1二、CCM 及DCM 定义：1、CCM (Continuous Conduction Mode),连续导通模式：在一个开关周期内，电感电流从不会到0。
或者说电感从不“复位”，意味着在开关周期内电感磁通从不回到0，功率管闭合时，线圈中还有电流流过。
2、DCM ，(Discontinuous Conduction Mode)非连续导通模式：在开关周期内，电感电流总会会到0，意味着电感被适当地“复位”，即功率开关闭合时，电感电流为零。
3、BCM （Boundary Conduction Mode ），边界或边界线导通模式：控制器监控电感电流，一旦检测到电流等于0，功率开关立即闭合。
控制器总是等电感电流“复位”来激活开关。
如果电感值电流高，而截至斜坡相当平，则开关周期延长，因此，BCM 变化器是可变频率系统。
BCM 变换器可以称为临界导通模式或CRM （Critical Conduction Mode ）。
图1通过花电感电流曲线表示了三种不同的工作模式。
图2 电感工作的三种模式电流斜坡的中点幅值等于直流输出电流o I 的平均值，峰值电流Ip 与谷值电流V I 之差为纹波电流。
三、CCM 工作模式及特点根据CCM 定义，测试出降压变换器工作于连续模式下的波形，如下图3所示。
图3波形1表示PWM 图形，将开关触发成导通和截止。
当开关SW 导通时，公共点SW/D 上的电压为Vin 。
相反，当开关断开时，公共点SW/D 电压将摆到负，此时电感电流对二极管D 提供偏置电流，出现负降压——续流作用。
波形3描述了电感两端电压的变化。
在平衡点，电感L 两端的平均电压为0，及S1+S2=0。
S1面积对应于开关导通时电压与时间的乘积，S2面积对应于开关关断时电压与时间的乘积。
S1简单地用矩形高度（in V -out V ）乘以D sw T ，而S2也是矩形高度-out V t 乘以（1-D ）sw T 。
如果对S1和S2求和，然后再整个周期sw T 内平均，得到（D （in V -out V ）sw T -out V （1-D ）sw T ）/ sw T =0化简上式可以到CCM 的降压DC 传递函数：out V = D in V =M in V 或M= out V /in VV是随D(占空比)变化的。
理想情况下，传递特性独立于从上式可以看到out输出负载。
但是书上说这种描述，并不十分精确，具体的待我认真看了再告诉大家。
其实我们再看上面最后一个波形，在开关的闭合的时候，SW/D点电流波形有个很大的尖峰，我自己有测的是电压波形，用电压芯片ACT4065及ACT4065A,如图4、图5所示，具体原因有以下两个方面。
图4 图5V作用到二极管的阴极，突然中断了二极管的第一、因为在开关闭合，将in导通周期。
对于PN二极管，首先需要将正向导通时PN结变回到电中性时的PN 结，移去所有的少数载流子。
二极管除去所有的注入电荷需要一定的时间才能恢复到它的断开状态，在完全恢复之前，它呈现短路行为。
对于肖特基二极管，有金属半导体硅结，它没有恢复效应，然而，有很大的寄生电容，也有结电容。
当V，产生电流尖峰。
所二极管导通，一旦放电，SW很快通过放电电容作用电压in以减缓闭合开关SW时间将会有助于降低尖峰电流。
第二、与电流形状有关。
从图像中可以看到输出纹波（电容电流波形）很小。
输出纹波很平滑，“无脉冲”。
意味着输出电流信号能很好地为后续电路所接受，即电源中污染较小。
另外，输入电流不仅有尖峰，而且看上去像方波。
如果电感L的值趋于无穷大，输入电流的波形就是实实在在的方波。
因此，该电流是“脉动”电流，包含大量的污染分量，比一般的正弦形状的电流更难滤波。
方波: 由正弦波的奇次諧波組成, 也就是由正弦1,3,5,7...n等頻率組成。
对于开关关断的瞬间也有尖峰产生，我觉得应该也是与二极管及SW脚的寄生电容及结电容有关。
通过以上可以总结出CCM降压变化器的特点：1、D限定在小于1，降压变换器的输出电压始终小于输入电压；2、如果忽略各种欧姆损耗，变换系数M与负载电流无关；3、通过变化占空比D，可以控制输出电压；4、降压变换器工作于CCM，会带来附加损耗。
因为续流二极管反向恢复电荷需要时间来消耗，这对于功率开关管而言，是附加的损耗负担；5、输出没有脉冲纹波，但是有脉冲输入电流。
四、DCM工作模式及相关特点开关器件在负载电流较大的时都是工作CCM模式，但当随着负载电流下降，I=纹波电流将整体下降，如图2所示，当负载电流减小到谐波峰峰值一半时，即oI-v I）/2,斜坡的最低点正好降到零，在这个最低点，电感电流为零，电感储（p能为零。
如果电感负载电流进一步减小，电感将进入DCM工作模式，电压和电流波形将发生很大的变化如下图6所示，以及传递函数将发生很大的变化。
图6从波形4，可以看到电感电流下降到0，引起续流二极管截止。
如果出现此情况，电感左端开路。
理论上，电感左端的电压应该回到out V ，因为电感L 不再有电流，不产生振荡。
但是由于周围存在很多寄生电容，如二极管和SW 的寄生电容，形成了振荡回路。
如曲线2和曲线3，出现正弦信号，并在几个周期后消失，这与电阻阻尼有关。
但是在实际测试中可能还是有差别的，比如我在ACT4065A 测试中，测试SW/D 的波形，振荡却在中间，如下图7所示，供应商工程师说这是在DCM 模式，但是我没找到相关资料进行验证。
图7Buck 变压器在整个负载范围内都将输出电压控制在一个定值，即使电感进入不连续工作模式。
因此很容易会让我们产生误区，认为电感进入不连续工作模式对电路工作没有影响。
实际上，整个电路的传递函数已经发生变化，控制环路必须适应这种变化。
对于Buck 调整器，电感进入不连续工作模式也没什么问题。
在进入不连续模式之前，直流输出电压out V = in V on T /T 。
注意到此公式与负载电流参数无关，所以当负载变化的时，不需调节占空比D,输出电压仍保持恒定。
实际上，当输出电流变化时，导通时间也会稍微变化，因为Q1的导通压降和电感电阻随着电流的变化而略有变化，这需要Ton 做出适当的调整。
进入DCM 工作后，传递函数将发生改变，CCM 的传递函数将不再适用，开关管的导通时间将随着直流输出电流的减小而减小。
下面是DCM 工作模式下的传递函数，占空比与负载电流有关，即V 或因为控制环路要控制输出电压恒定，负载电阻R 与负载电流成反比关系。
假设Vout ，Vin 、L 、T 、恒定，为了控制电压恒定，占空比必须随着负载电流的变化而变化。
在临界转换电流处，传递函数从CCM 转变为DCM 。
工作CCM 时，占空比保持恒定，不随负载电流而改变；工作于DCM 时，占空比随负载电流减小而改变。
通过以上可以总结出DCM 降压变换器的特点：1、M 依赖于负载电流；2、对于想通的占空比，DCM 下的传递系数M 比CCM 大在负载电流低工作于深度DCM,M 容易达到1。
五、Buck 调整器电感选择：为了减小进入断续模式时的临界输出负载电流，我们可以通过加大电感量L,以降低临界输出负载电流。
使电路在期望的负载电流范围内工作连续模式。
一般，电感的选择应保证直流输出电流为最小规定电流（通常为额定负载电流的10%，on I ，其中on I 是额定输出电流并等于电感电流斜坡的中间值）时，电感也保持连续。
电感电流斜坡为dI= p I -v I ，如图2所示。
当电流等于电感电流斜坡峰峰值一般时，真好是为临界状态，即即将进入不连续工作模式，则(min O I ）=0.10.1Ion= (p I -v I )/2,或p I -v I =dI= I on I而且dI=L V ON T /L=(in V -out V )ON T /L所以in out on in out on ( -) T ( -) T 0.2onV V V V L dI I == 因为in V 及on I 是额定值，所以in out O in 5( -) V T onV V L V I = 在实际设计中，因为电感电流在on I 的±10%范围内波动，电感的设计应该保证它在直流电流为on I 时仍保持不明显饱和，因为电感工作在饱和状态，感抗将急剧下降，直至失去电感作用，造成电路工作异常。
比如采用ACT4065A 电源芯片，输入电压为18V,输出电压为,开关周期大约为-64.7710⨯S （5us ），额定负载为300mA,按以上公式，电感量应为：-665(18-12.49)12.49 4.771033310303u 180.3L H -⨯⨯⨯⨯==⨯=⨯ 按理论计算我们应该用303uH,但实际中我们只用68uH,一部分跟成本有关，也跟我产品本身特点有关，空间要小，如果大电感根本就放不下，实际上个人觉得，够用就行。
以下是在测试ACT4065A 时，关于输出负载电流临界值随电感量变化的一些波形：1）、L1=27uH,Uo=通过改变负载电流大小，观察输出波形，在L1=27uH 时，负载电流逐渐加大时振荡波形宽度减小，达到100mA 时，波形在关断时无振荡波形产生，达到正常的开关状态。
0mA 100mA2）、L1=33uH,Uo=通过改变负载电流大小，观察输出波形，在L1=33uH 时，负载电流逐渐加大时振荡波形宽度减小，达到55mA 时，波形在关断时无振荡波形产生，达到正常的开关状态。
0mA 55mA3）、L1=47uH,Uo=通过改变负载电流大小，观察输出波形，在L1=47uH时，负载电流逐渐加大时振荡波形宽度减小，达到45mA时，波形在关断时无振荡波形产生，达到正常的开关状态。
0mA 47mA4）、L1=68uH,Uo=通过改变负载电流大小，观察输出波形，在L1=68uH时，负载电流逐渐加大时振荡波形度减小，达到30mA时，波形在关断时无振荡波形产生，达到正常的开关状态。
0mA 30mA5）、L1=136uH,Uo=通过改变负载电流大小，观察输出波形，在L1=136uH时，负载电流逐渐加大时振荡波形宽度减小，达到20mA时，波形在关断时无振荡波形产生，达到正常的开关状态。
0mA 20mA6）、L1=204uH,Uo=通过改变负载电流大小，观察输出波形，在L1=204uH时，负载电流逐渐加大时振荡波形宽度减小，达到12mA时，波形在关断时无振荡波形产生，达到正常的开关状态。
0mA 12mA综合上以所述及测试波形来看，对于芯片ACT4065A，在电感量逐渐增大，SW关断时，振荡波形宽度减小；电感量越大，就能在越小的负载电流下消除振荡波形，但在10mA内都存在此情况。
五、CCM与DCM比较：1、DCM是技领的特色，能降低功耗的，DCM模式的转换效率更高些，属于能量完全转换；2、工作于DCM模式，输出电流的纹波比CCM大；3、工作于DCM模式，在电感电流为0的时候，会产生振荡现象；4、工作于CCM模式，输出电压与负载电流无关，当工作于DCM模式，输出电压受负载影响，为了控制电压恒定，占空比必须随着负载电流的变化而变化。