为DC-DC选择正确的电感和电容
DCDC电路中电感的选择
DCDC电路中电感的选择[电路设计资料]DC/DC 电路中电感的选择在开关电源的设计中电感的设计为工程师带来的许多的挑战。
工程师不仅要选择电感值，还要考虑电感可承受的电流，绕线电阻，机械尺寸等等。
本文专注与解释：电感上的DC 电流效应。
这也会为选择合适的电感提供必要的信息。
理解电感的功能电感常常被理解为开关电源输出端中的LC 滤波电路中的L（C 是其中的输出电容）。
虽然这样理解是正确的，但是为了理解电感的设计就必须更深入的了解电感的行为。
在降压转换中（Fairchild 典型的开关控制器），电感的一端是连接到DC 输出电压。
另一端通过开关频率切换连接到输入电压或GND。
在状态1 过程中，电感会通过（高边“high-side”）MOSFET 连接到输入电压。
在状态2 过程中，电感连接到GND。
由于使用了这类的控制器，可以采用两种方式实现电感接地：通过二极管接地或通过（低边“low-side”）MOSFET 接地。
如果是后一种方式，转换器就称为“同步（synchronus）”方式。
现在再考虑一下在这两个状态下流过电感的电流是如果变化的。
在状态1 过程中，电感的一端连接到输入电压，另一端连接到输出电压。
对于一个降压转换器，输入电压必须比输出电压高，因此会在电感上形成正向压降。
相反，在状态2 过程中，原来连接到输入电压的电感一端被连接到地。
对于一个降压转换器，输出电压必然为正端，因此会在电感上形成负向的压降。
我们利用电感上电压计算公式：V=L(dI/dt)因此，当电感上的电压为正时（状态1），电感上的电流就会增加；当电感上的电压为负时（状态2），电感上的电流就会减小。
通过电感的电流如图2 所示：通过上图我们可以看到，流过电感的最大电流为DC 电流加开关峰峰电流的一半。
上图也称为纹波电流。
根据上述的公式，我们可以计算出峰值电流：其中，ton 是状态1 的时间，T 是开关周期（开关频率的倒数），DC 为状态1 的占空比。
dc-dc变换原理
dc-dc变换原理
DC-DC变换器是一种电子设备，用于将直流（DC）电压转换为另一种直流电压。
这种转换器在许多电子设备中都有广泛的应用，例如在电源适配器、电动汽车、太阳能系统和通信设备中都可以看到它们的身影。
DC-DC变换器的工作原理基于电感和电容的原理，通过精确控制开关管的导通和截止来实现输入电压到输出电压的变换。
DC-DC变换器的基本工作原理是利用电感和电容储存和释放能量，从而实现电压的升降。
当输入电压施加到变换器上时，开关管周期性地开关，这导致电感和电容中的能量储存和释放。
通过调整开关管的占空比和频率，可以实现对输出电压的精确控制。
在一个典型的升压型DC-DC变换器中，当开关管导通时，电流会通过电感和负载，从而储存能量。
当开关管截止时，电感中的储能会释放，从而提供给负载。
通过控制开关管的导通和截止时间，可以实现输出电压的精确控制。
相比于线性稳压器，DC-DC变换器具有更高的效率和更小的体积。
这使得它们在需要高效能转换和对电源体积要求严格的场合中
得到广泛应用。
总之，DC-DC变换器是一种非常重要的电子设备，它通过精确控制电感和电容的能量储存和释放，实现了输入电压到输出电压的精确变换。
在现代电子设备中，它们的应用已经变得非常普遍，为我们的生活带来了诸多便利。
DC-DC电路设计技巧及器件选型原则
DC-DC电路设计技巧及器件选型原则1.概念：DC-DC指直流转直流电源（Direct Current）。
是一种在直流电路中将一个电压值的电能变为另一个电压值得电能的装置。
如，通过一个转换器能将一个直流电压（5.0V）转换成其他的直流电压（1.5V或12.0V），我们称这个转换器为DC-DC转换器，或称之为开关电源或开关调整器。
DC-DC转换器一般由控制芯片，电感线圈，二极管，三极管，电容器构成。
在讨论DC-DC转换器的性能时，如果单针对控制芯片，是不能判断其优劣的。
其外围电路的元器件特性，和基板的布线方式等，能改变电源电路的性能，因此，应进行综合判断。
DC-DC转换器的使用有利于简化电源电路设计，缩短研制周期，实现最佳指标等，被广泛用于电力电子、军工、科研、工控设备、通讯设备、仪器仪表、交换设备、接入设备、移动通讯、路由器等通信领域和工业控制、汽车电子、航空航天等领域。
具有可靠性高、系统升级容易等特点，电源模块的应用越来越广泛。
此外，DC-DC转换器还广泛应用于手机、MP3、数码相机、便携式媒体播放器等产品中。
在电路类型分类上属于斩波电路。
2.特点：其主要特点是效率高：与线性稳压器的LDO相比较，效率高是DCDC的显著优势。
通常效率在70%以上，效率高的可达到95%以上。
其次是适应电压范围宽。
A: 调制方式1: PFM（脉冲频率调制方式）开关脉冲宽度一定，通过改变脉冲输出的频率，使输出电压达到稳定。
PFM 控制型即使长时间使用，尤其小负载时具有耗电小的优点。
2: PWM（脉冲宽度调制方式）开关脉冲的频率一定，通过改变脉冲输出宽度，使输出电压达到稳定。
PWM 控制型效率高并具有良好的输出电压纹波和噪声。
B: 通常情况下，采用PFM和PWM这两种不同调制方式的DC-DC转换器的性能不同点如下。
PWM的频率，PFM的占空比的选择方法。
PWM/PFM转换型小负载时实行PFM控制，且在重负载时自动转换到PWM控制。
选择最佳DCDC变换器的要点及途径
一、元器件的选择1.DC-DC电源变换器的三个元器件1)开关：无论哪一种DC/DC变换器主回路使用的元件只是电子开关、电感、电容。
电子开关只有快速地开通、快速地关断这两种状态。
只有快速状态转换引起的损耗才小，目前使用的电子开关多是双极型晶体管、功率场效应管，逐步普及的有IGBT管，还有各种特性较好的新式的大功率开关元件。
2)电感：电感是开关电源中常用的元件，由于它的电流，电压相位不同，因此理论损耗为零。
电感常为储能元件，也常与电容公用在输入滤波器和输出滤波器上，用于平滑电流，也称它为扼流圈。
其特点是流过它上的电流有“很大的惯性”.换句话说，由于“磁通连续性”,电感上的电流必须是连续的，否则将会产生很大的电压尖峰波。
电感为磁性元件，自然有磁饱和的问题，多数情况下，电感工作在线性区，此时电感值为一常数，不随端电压与流过的电流而变化。
但是，在开关电源中有一个不可忽视的问题，就是电感的绕线所引起的两个分布参数(或称寄生参数)的现象。
其一是绕线电阻，这是不可避免的;其二是分布式杂散电容，随绕线工艺、材料而定。
杂散电容在低频时影响不大，随频率提高而渐显出来，到一频率以上时，电感也许变成电容的特性了。
如果将杂散电容集成为一个，则从电感的等效电路可看出在一角频率后的电容性。
3)电容：电容是开关电源中常用的元件，它与电感一样也是储存电能和传递电能的元件。
但对频率的特性却刚好相反。
应用上，主要是“吸收”纹波，具平滑电压波形的作用。
实际上的电容并不是理想的元件。
电容器由于有介质、接点与引线，形成一个等效串联内电阻ESR.这种等效串联内电阻在开关电源中小信号控制上，以及输出纹波抑制的设计上，起着不可忽视的作用。
另外电容等效电路上有一个串联的电感，它在分析电路器滤波效果时非常重要。
有时加大电容值并不能使电压波形平直，就是因为这个串联寄生电感起着副作用。
电容的串联电阻与接点和引出线有关，也与电解液有关。
常见铝电解电容的成分为AL2O3,导电率比空气的大七倍，为了能提高电容量，把铝箔表面做成有规律的凸凹不平状，使氧化膜表面积加大，加入的电解液可在凸凹面上流动。
DC-DC如何选择电感与电容
DC/DC如何选择电感与电容使用DC/DC转换器主要是为了提高效率。
很多设计都要求将电池电压转换成较低的供电电压， 尽一管采用线性稳压器即可实现这 转换， 但它并不能达到基于开关稳压器设计的高效率。
本文将介绍设计工程师在权衡解决方案的占用空间、 性能以及成本时必须要面对的常见问题。
大信号与小信号响应开关转换器采用非常复杂的稳压方法保持重／轻负载时的高效率。
现在的CPU内核电源要求稳压器提供快速而通畅的大信号响应。
例如， 当处理器从空闲模式切换至全速工作模式时， 内核吸收的电流会从几十微安很决地上升到数百毫安。
随着负载条件变化， 环路会迅速响应新的要求， 以便将电压控制在稳压限制范围之内。
负载变化幅度和速率决定环路响应是大信号响应还是小信号响应。
我们可根据稳态工作点定义小信号 参数。
因此， 我们一般将低于稳态工作点10%的变化称为小信号变化。
实际上， 误差放大器处千压摆范围(sl ew lim it)内， 由于负载瞬态发生速度超过误差放大器的响应速度， 放大器并不控制环路， 所以， 在电感器电流达到要求之前， 由输出电容器满足瞬态电流要求。
消除输出电容器可以在成本和占板空间两方面实现节省。
输出电容器的基本选择取决千纹波电流、纹波电压以及环路稳定性等各种因素。
输出电容器的有效串联电阻(ESR)和电感器值会直接影响输出纹波电压。
利用电感器纹波电流((IL)和输出电容器的ESR可以简单地估测输出纹波电压。
因此，设计时应当选用E SR尽可能低的电容器。
例如，采用XS R/X7R技术的4.7u F到10u F电容器表现为10m(范围的ESR值。
轻负载（或者不考虑纹波的应用）也可以使用容值更小的电容器。
Q相对节殍侐�I坠(Q湘对书碑呴＇，心沮绕龋盄器，，R氏""240mP/ I-s盯可OOmA图2品质－频率图：(a) Q和频率的关系；(b) RS和频率的关系。
TPS6220x系列降压转换器具有内部环路补偿功能。
DC-DC电源芯片的选取和使用要点
DC-DC 电源芯片的选取和使用要点汉邦高科：晏超为了解决芯片的散热问题，就不断提高生产工艺，降低热阻，同时也不断通过技术层面提高芯片效率从而减少发热量。
这句话让我们可以知道首先产生发热的根源在于效率不高，其次解决的办法有提高效率和降低器件热阻两种方案。
DC-DC 电源芯片的选取和使用要点。
一、电源芯片型号选取要考虑的要点。
1）输入输出电压；2）负载电流大小；3）输出的通道数量；4）成本；5）封装形式；6）效率；二、实际应用中元件选取的计算。
1)分压电阻R1、R2的选取。
FBFB out FB out V V V R R R R R V V -=⇒+=*21221*其中V Out 为输出电压，V FB 为芯片自身预设的参考电压，一般为0.8V 。
预设R2之后确定R1。
为了提高系统环路的稳定性一般加大R1和R FB 的值。
2）外置电感的选取a 、感量计算如下：)1(.inout L s out V V I f V L -∆= f s 为芯片工作的开关频率，具体查看Datasheet 。
L I ∆为输出电感上的纹波电流，一般情况L I ∆= （30%~50%）I OUT ;b 、电感电流的选取依据：)1(..2inout s out PEAK V V L f V Iout I -+= 其中I PEAK 为电感的峰值电流，I out 为所需的负载电流。
电感的感量并不是必须完全按照理论计算的来的，只要有个大概就好，对输出的影响主要在纹波，只要满足系统电源要求就可以。
对于公司来说电感尽量选取一致。
三、轻载高效的方法。
1）降低芯片的待机功耗，；2）进行零点检测，关闭IC 内部不需要的模块；3）降低开关频率，进入打嗝模式；4）进入休眠模式；四、实际应用中PCB Layout 中要注意事项。
1）输入电容尽量靠近Vin引脚；2）芯片Vcc 的滤波电容尽量靠近引脚；3）加粗地线宽度或者接地铜皮面积。
如果不同层，要多打过孔；4）反馈电阻尽量靠近FB引脚，从R FB到FB引脚的连线尽量短，因为这段线极易受到干扰，对输出特性影响较大。
DCDC电路中电感的选择
DC/DC 电路中电感的选择在开关电源的设计中电感的设计为工程师带来的许多的挑战。
工程师不仅要选择电感值，还要考虑电感可承受的电流，绕线电阻，机械尺寸等等。
本文专注与解释：电感上的DC电流效应。
这也会为选择合适的电感提供必要的信息。
理解电感的功能电感常常被理解为开关电源输出端中的LC 滤波电路中的L（C 是其中的输出电容）。
虽然这样理解是正确的，但是为了理解电感的设计就必须更深入的了解电感的行为。
在降压转换中（Fairch ild 典型的开关控制器），电感的一端是连接到DC输出电压。
另一端通过开关频率切换连接到输入电压或GN D。
在状态1 过程中，电感会通过（高边“high-side”）MOSFET连接到输入电压。
在状态2 过程中，电感连接到G ND。
由于使用了这类的控制器，可以采用两种方式实现电感接地：通过二极管接地或通过（低边“low-side”）MOSFET接地。
如果是后一种方式，转换器就称为“同步（synchr onus）”方式。
现在再考虑一下在这两个状态下流过电感的电流是如果变化的。
在状态1 过程中，电感的一端连接到输入电压，另一端连接到输出电压。
对于一个降压转换器，输入电压必须比输出电压高，因此会在电感上形成正向压降。
相反，在状态2 过程中，原来连接到输入电压的电感一端被连接到地。
对于一个降压转换器，输出电压必然为正端，因此会在电感上形成负向的压降。
我们利用电感上电压计算公式：V=L(dI/dt)因此，当电感上的电压为正时（状态1），电感上的电流就会增加；当电感上的电压为负时（状态2），电感上的电流就会减小。
通过电感的电流如图2所示：通过上图我们可以看到，流过电感的最大电流为D C 电流加开关峰峰电流的一半。
共模电容电感的选值
共模电容电感的选值共模电容（Common Mode Capacitance）和电感（Inductance）是电路中常见的两个参数。
它们分别用于描述电路中信号的共模和差模特性，对于电路的性能有着重要的影响。
本文将从基础概念、选值原则以及应用实例等方面对共模电容和电感进行详细介绍。
一、共模电容1.1 基础概念共模电容是指在共模模式下，电路中两个互不相干的信号引脚之间的容性耦合。
共模模式是指两个输入信号相同且同相时的模式。
在实际电路中，由于电路的布局导致的不均匀耦合、电路元件的失配以及电路板的共面等因素，会导致差分信号中的一部分信号以共模的形式出现在电路中的其他部分。
共模电容可以理解为差分信号之间和差分信号与地之间的电容。
它的存在会引发共模噪声，影响电路的性能。
1.2 选值原则选择合适的共模电容对于电路的正常工作以及抑制共模噪声有着重要的作用。
通常，选值共模电容的原则如下：（1）共模电容的容值越小越好，理想情况下应该为零。
因为容值越小，共模信号的干扰就越小。
（2）共模电容的参数应尽量匹配。
这是为了保证共模电容对差分信号的耦合效果较小。
（3）共模电容应具有较低的串扰电容，以提高电路的带宽和工作速度。
（4）共模电容的封装应具有良好的高频性能，以减小对差分信号的干扰。
1.3 应用实例共模电容的应用非常广泛，特别是在高速差分信号传输中。
以下是一些常见的应用实例：（1）数据通信中的高速差分信号传输。
共模电容用于抑制共模噪声，降低信号的误码率。
（2）USB接口中的共模电容。
USB接口通常需要满足较高的抗干扰能力，共模电容在USB接口中起到了重要的作用。
（3）音频和视频信号传输中的共模电容。
共模电容在音频和视频信号传输中用于抑制共模噪声，提高信号的质量。
二、电感2.1 基础概念电感是指通过绕线或其他方式将电流储存在磁场中的元件。
在直流电路中，电感是阻止电流突变的元件，它会储存电流并将其释放。
电感的单位用亨利（Henry）来表示，一亨利等于安培-秒/伏特。
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为DC/DC转换器选择正确的电感器与电容器随着手机、PDA以及其它便携式电子产品在不断小型化，其复杂性同时也在相应提高，这使设计工程师面临的问题越来越多，如电池使用寿命、占板空间、散热或功耗等。
使用DC/DC转换器主要是为了提高效率。
很多设计都要求将电池电压转换成较低的供电电压，尽管采用线性稳压器即可实现这一转换，但它并不能达到基于开关稳压器设计的高效率。
本文将介绍设计工程师在权衡解决方案的占用空间、性能以及成本时必须要面对的常见问题。
大信号与小信号响应开关转换器采用非常复杂的稳压方法保持重/轻负载时的高效率。
现在的CPU内核电源要求稳压器提供快速而通畅的大信号响应。
例如，当处理器从空闲模式切换至全速工作模式时，内核吸收的电流会从几十微安很快地上升到数百毫安。
随着负载条件变化，环路会迅速响应新的要求，以便将电压控制在稳压限制范围之内。
负载变化幅度和速率决定环路响应是大信号响应还是小信号响应。
我们可根据稳态工作点定义小信号参数。
因此，我们一般将低于稳态工作点10％的变化称为小信号变化。
实际上，误差放大器处于压摆范围(slew limit)内，由于负载瞬态发生速度超过误差放大器的响应速度，放大器并不控制环路，所以，在电感器电流达到要求之前，由输出电容器满足瞬态电流要求。
大信号响应会暂时使环路停止工作。
不过，在进入和退出大信号响应之前，环路必须提供良好的响应。
环路带宽越高，负载瞬态响应速度就越快。
从小信号角度来看，尽管稳压环路可以提供足够的增益和相位裕度，但是开关转换器在线路或负载瞬态期间仍然可能出现不稳定状态和振铃现象。
在选择外部元件时，电源设计工程师应意识到这些局限性，否则其设计就有可能遇到麻烦。
电感器选型以图1所示的基本降压稳压器为例，说明电感器的选型。
对大多数TPS6220x应用而言，电感器的电感值范围为4.7uH～10uH。
电感值的选择取决于期望的纹波电流。
一般建议纹波电流应低于平均电感电流的20％。
如等式1所示，较高的VIN或VOUT也会增加纹波电流。
电感器当然必须能够在不造成磁芯饱和(意味着电感损失)情况下处理峰值开关电流。
以增加输出电压纹波为代价，使用低值电感器便可提高输出电流变化速度，从而改善转换器的负载瞬态响应。
高值电感器则可以降低纹波电流和磁芯磁滞损耗。
可将线圈总损耗结合到损耗电阻(Rs)中，该电阻与理想电感(Ls)串联，组成了一个如图1所示的简化等效电路。
尽管Rs损耗与频率有关，但在产品说明书中仍对直流电阻(RDC)进行了定义。
该电阻取决于所采用的材料或贴片电感器的构造类型，在室温条件下通过简单的电阻测量即可获得。
RDC的大小直接影响线圈的温度上升。
因此，应当避免长时间超过电流额定值。
线圈的总耗损包括RDC中的耗损和下列与频率相关联的耗损分量：磁芯材料损耗(磁滞损耗、涡流损耗)；趋肤效应造成的导体中的其他耗损(高频电流位移)；相邻绕组的磁场损耗(邻近效应)；辐射损耗可将上述所有耗损分量组合在一起构成串联耗损电阻(Rs)。
耗损电阻主要用于定义电感器的品质。
然而，我们无法用数学方法确定Rs。
因此，我们一般采用阻抗分析仪在整个频率范围内对电感器进行测量。
这种测量可以确定XL(f)、Rs(f)和Z(f)个别分量。
我们将电感线圈电抗(XL)与总电阻(Rs)之比称为品质因素Q，参见公式(2)。
品质因素被定义为电感器的品质参数。
损耗越高，电感器作为储能元件的品质就越低。
品质—频率图可以帮助选择针对特定应用的最佳电感器结构。
如测量结果图2所示，可以将损耗最低(Q值最高)的工作范围定义为一直延伸到品质拐点。
如果在更高的频率使用电感器，损耗会剧增(Q降低)。
良好设计的电感器效率降低微乎其微。
不同的磁芯材料和形状可以相应改变电感器的大小/电流和价格/电流关系。
采用铁氧体材料的屏蔽电感器尺寸较小，而且不辐射太多能量。
选择何种电感器往往取决于价格与尺寸要求以及相应的辐射场/EMI要求。
输出电容器消除输出电容器可以在成本和占板空间两方面实现节省。
输出电容器的基本选择取决于纹波电流、纹波电压以及环路稳定性等各种因素。
输出电容器的有效串联电阻(ESR)和电感器值会直接影响输出纹波电压。
利用电感器纹波电流((IL)和输出电容器的ESR可以简单地估测输出纹波电压。
因此，设计时应当选用ESR尽可能低的电容器。
例如，采用X5R/X7R技术的4.7uF到10uF电容器表现为10m(范围的ESR值。
轻负载(或者不考虑纹波的应用)也可以使用容值更小的电容器。
频率的关系；；(b) R S和频率的关系图2：品质-频率图：(a) Q和频率的关系TI的控制环路架构使您能够采用自己首选的输出电容器，同时还可以补偿控制环路，以实现最佳的瞬态响应和环路稳定性。
当然，内部补偿能够理想地支持一系列工作条件，而且能够敏感地响应输出电容器参数变化。
TPS6220x系列降压转换器具有内部环路补偿功能。
因此，必须选择支持内部补偿功能的外部LC滤波器。
对于此类器件而言，内部补偿最适合16kHz的LC转角频率(corner frequency)，即10uH电感器与10uF输出电容器。
根据一般经验法则，在选用不同输出滤波器时，L*C乘积不应当大范围变动。
在选择更小的电感器或电容器值时，会造成转角频率增加至更高频率，因此这一点尤为重要。
在从负载瞬态出现到打开P-MOSFET期间，输出电容器必须提供负载所需的全部电流。
输出电容器提供的电流会造成经过ESR的电压降低(从输出电压中扣除)。
ESR越低，输出电容器提供负载电流时的电压损耗就越低。
为了降低解决方案尺寸并且提升TPS62200转换器的负载瞬态性能，建议采用4.7uH电感器和22uF输出电容器。
DC-DC转换器电路设计中电感器选择的折衷考虑在大多数降压型DC-DC开关转换器中，成本、尺寸、电阻和电流容量决定了电感的选取。
很多这种应用都在开关转换器数据手册或评估板中给出了特定的电感值，但是这些值通常都针对特定应用或者满足特定性能标准。
本文中将讨论使用开关稳压器MAX8646的评估板来评估各种电感的效率、噪声(输出纹波)和暂态响应。
该评估板包含有一个0.47mH电感，可以同时提供较高的效率和快速负载暂态响应。
较低的电感值导致较低的效率，较大的电感以暂态响应为代价提供更高的效率。
本文中讨论的其他电感经过选择可以与评估板的PCB封装相匹配，并且能以最小的改动(如果需要)来配合评估板的电路。
尺寸考虑表1中两个系列的电感提供不同的磁芯尺寸。
它们的外形相似，但是FDV0630系列电感在电路板上要高1mm。
较高的高度使得使用较短的铜线成为可能-使用更大的直径或较少的匝数，或二者兼具。
0.2mH以及更低的电感表现出很低的效率，因此不考虑更小的电感。
较小的电感值还带来较大的峰值电流，它必须保持低于MAX8646的最低电流限制以防止失稳。
另一方面，大于1μH的电感也不合适。
请注意较大的FDV0630系列电感具有相同的电感值和引脚，但是提供更低的电阻和更高的额定电流。
关于电感磁芯的尺寸、材料和磁导率的详细比较本文将不赘述。
磁芯的考虑Toko公司的FDV系列电感采用铁粉芯，它们提供更好的温度稳定性并且相对于其他可选磁芯成本更低。
其他选择是钼坡莫合金粉末(MPP)、气隙铁氧体以及铁硅铝磁合金(Kool Mm)或高磁通磁环。
鉴于混合镍、铁和钼粉末的成本，MPP通常是最昂贵的选择，铁硅铝磁合金是一种次昂贵的复合粉末磁芯。
在多数电源中常见的罐形、E和EI形磁芯为气隙铁氧体。
这些外形可以在必要时提供灵活性和可变性，但是成本更高。
高磁通磁环通常用于滤波电感而不是电源变换电路。
性能评估和效率比较图1电路中各种电感的效率比较显示，在输出电流低于2A时1μH电感具有最好的效率，在低于3A时0.2μH的效率最低。
在电感量相同时，尺寸较大(FDV0630)直流电阻较低的电感在整个输出电流范围内可提供0.5%至1%的效率提升。
图1：降压型开关稳压器MAX8646评估电路对于FDV0620系列的0.47mH和1mH电感，可以注意到在2A附近其效率曲线有一个交叉：2A以下1μH电感具有较高的效率，2A以上0.47μH的效率更高。
1μH电感所具有的较大串联电阻导致了这种效率的差异。
另一种性能折衷可以从电感电流、电感电压和输出电压纹波的典型波形中看出。
使用电感量较小的FDV0620-0.47mH产生较高的峰值电流。
输出电压纹波低于18mV峰峰值，而FDV630-1.0mH电感产生的纹波峰峰值刚超过12mV。
峰值电流对输出电容充电并且提供负载电流。
在电容的ESR上会流入和流出较大的电流，这将产生较高的输出电压纹波。
如果必要，可以通过使用较大的输出电容来降低该纹波。
负载暂态的比较不同的电感提供不同的负载暂态响应(IC和补偿网络同样对该响应有贡献)。
MAX8646需要外部补偿，但是其他开关稳压器IC包含内部补偿，它们通常指定允许的电感值范围。
从另一方讲，外部补偿允许设计更加灵活。
图2和图3给出了图1所示电路在从2A至5A再返回至2A的负载阶跃时FDV0620-0.47μH和FDV0620-1μH电感的负载暂态响应，在图3中，外部补偿经过调整以配合1mH电感值。
参考图1，改变了以下三个元件来达到该目的：C10 = 1000pF，R4 = 5900W，R6 = 316W。
请注意图2中的输出电压过冲要低于图3。
对于具有相同电感量的DV0620和FDV0630系列，测量到的响应相同。
工作原理在描述了电感选择的测量结果之后，我们现在概括其工作原理。
下面的等式忽略真实电感的寄生特性，但是它仍可为电感的工作原理提供良好的理解：图2：图1电路使用FDV0620系列的0.47µF电感工作在3.3V输入，1.8V输出，2A-5A 输出电流时的负载暂态。
图3：类似于图2，但是使用FDV0620系列的1µF电感。
高边MOSFET在电感充电期间(t ON)导通，将电感连接至输入电源电压。
在确定电感值以后，可以用t ON = DT替换dt，用(V IN-V OUT)替换V，然后计算DI (即di)。
表2给出了图1所示电路中DI与本文所讨论的电感之间的对应关系。
图1中电路满足表2参数的条件是V IN= 3.3V，V OUT = 1.8V，DT=D*T，其中D为占空比(V OUT/V IN)，T为开关周期(1/f S)。
表2：给定电感值与电感电流变化值di/dt(DI/DT)的中值等于IOUT，因此峰值电流等于IOUT加DI/2。
可以看到在负载电流相同时较小的电感将导致较大的峰值电流。
直流电阻IC和电感的功率损耗可以从效率曲线得到。
对于FDV0620-0.47mH，输出电流取1A时效率为92.5%，输出功率为1A乘以1.8V即1.8W，因此输入功率为1.8/0.925 = 1.946W。