200W逆变电源初步设计
某知名大学号：学生姓名：指导教师：起止时间：2014-12-29至2015-1-9课程设计（论文）任务及评语院（系）：电气工程学院教研室：电气注：成绩：平时20% 论文质量60% 答辩20% 以百分制计算摘要逆变是利用晶闸管电路把直流电转变成交流电的过程。
逆变分为有源逆变和无源逆变，交流侧接负载的为无缘逆变，交流侧接电网上时成为有源逆变。
逆变电源是将小电压直流电经过升压，再经过逆变变成有适合功率的交流电，以解决没有交流电源的情况下交流电气设备的用电问题。
升压过程用升压斩波电路，也叫boost变换器。
是通过控制全控型器件IGBT晶闸管的导通时间来控制输出直流电压大小。
本设计是将给定12V直流电转变为频率50HZ，电压220V的交流电，在直流部分首先采用升压斩波电路将直流电压提升到约100V左右，为下一步逆变提供适当裕量，第二步逆变部分，控制晶闸管导通周期为0.02S，以保证输出交流电压频率固定为50HZ，晶闸管采用脉冲触发控制。
经实验仿真验证，本设计最终输出电压为幅值为310V（±5V），输出功率大于200W，周期为0.02S的正弦波，且波形无明显失真，系统整体性能良好，满足设计要求。
关键词：逆变电源；升压斩波；无源逆变；脉冲触发目录绪论 (1)1.1逆变电源技术概况 (1)1.2本文设计内容 (1)逆变电源电路设计 (3)2.1200W逆变电源总体设计方案 (3)2.2具体电路设计 (4)2.2.1主电路设计 (4)2.2.1 控制电路设计 (7)2.2.2 保护电路设计 (7)2.3元器件型号选择 (8)2.3.1 晶闸管参数计算与选择 (8)2.3.2 电阻、电容、电感参数计算与选择 (10)2.4系统仿真 (10)2.4.1 MATLAB仿真软件简介 (10)2.4.2 逆变电源仿真模型建立 (11)2.4.3 逆变电源仿真波形及数据分析 (13)课程设计总结 (18)参考文献 (19)绪论1.1逆变电源技术概况电力电子技术是一门新兴的应用于电力领域的电子技术，就是使用电力电子器件（如晶闸管，GTO，IGBT等）对电能进行变换和控制的技术。
目前所用的电力电子器件均由半导体制成，故也称为电力半导体器件。
电力电子装置提供给负载的是各种不同的直流电源、恒频交流电源以及变频交流电源，因此也可以说，电力电子技术研究的就是电源技术。
在实际的电源系统中，有时需要把直流电转换成交流电供负载使用，这种把直流电变回交流电的过程就是逆变。
在已有的很多种电源中，如蓄电池、太阳能电池等都是直流电源，当需要这些电源向交流负载供电时，就需要逆变。
逆变将使发电方式产生一次大变革，使用氢能源与再生能源的高效低污染燃料电池发点方式将成为主题发电方式。
因此，逆变技术在新能源的开发与利用领域具有至关重要的地位。
逆变技术不仅应用在逆变电源方面，还广泛应用于其他领域1.交流电机变频调速：采用逆变技术将市电电网电压变换成幅值可调、频率可调的交流电供给交流电机，以调节电动机的转速。
2.UPS电源系统：在许多领域中被广泛用的计算机、通讯设备、检测设备等都需要采用UPS电源。
3.电动汽车：随着起初数量的不断增加，排放气体对环境造成污染越来越严重，已经成为空气污染的主要来源。
各大汽车公司均投入巨资积极研发电动汽车。
不管采用蓄电池还是用燃料电池，都要将直流电转换成交流电来供给电动机使用。
随着时代的发展，新的科技不断出现，逆变技术也将不断趋于成熟，逆变技术的应用也将大大扩展。
1.2本文设计内容课题完成的设计任务及功能实现功能将12V直流电变成频率50HZ电压220V的交流电，解决没有交流电源的情况下交流电气设备的用电问题。
具体设计内容首先对设计要求做进一步分析。
设计要求输入12V直流电压，输出220V，50HZ 的交流电压，明确了设计的目的。
整理设计方案，进行方案对比论证，从经济性、可靠性、安全性等方面考虑确定最终设计方案。
作出设计框图，按照实际电子元器件耐压值、额定电流等技术参数对设计方案再次修正。
将整体电路拆分成独立的单元电路直流变直流（DC—DC）升压斩波电路、直流变交流（DC—AC）逆变电路，以便设计仿真。
分别对单元电路进行MATLAB仿真，根据仿真图形失真度对设计参数再次修正，直到仿真波形图失真度满足设计范围为止。
对仿真数据进行分析，总结。
完成实验报告。
逆变电源电路设计2.1 200W逆变电源总体设计方案方案一直流变直流部分采用升压斩波电路（Boost Chopper），即通过控制晶闸管导通对电感进行充放电来对负载电压进行抬升，其输出电压为U o=Tt offE（2-1）期中T为晶闸管导通周期，t off为晶闸管关断时间，E为输入直流电压小。
逆变部分采用单相全桥电压型逆变电路，其输出电压有效值为U O1=2√2U dπ=0.9U d（2-2）此方案升压电路通过控制脉冲触发电路改变输出直流电压大小，容易实现。
逆变部分由于采用电压型逆变电路，因为直流电压源的钳位作用，交流侧输出电压波形为矩形波，并且与负载阻抗角无关。
而本设计要求交流侧输出交流电为220V的交流电以供交流电气设备用电。
与设计要求不符。
方案二直流变直流部分依然采用升压斩波电路（Boost Chopper），逆变部分采用单相全桥电流型逆变电路，其输出电压为U o=πU d2√2cosφ=1.11U dcosφ（2-3）式中U d为输入直流电压，cosφ为功率因数。
此方案由于是电流型逆变电路，因此输出交流侧电流波形为矩形波，电压波形与负载阻抗角有关。
当负载接谐振电路时，控制功率因数可得到接近正弦波的波形。
综合考虑两个方案，方案一不能得到正弦波电压，方案二能得出正弦波电压，因此选方案二作为本设计的最终设计方案。
构建设计方案图输入、输出过压保护直流变直流升压斩波电路单相桥式电流型逆变电路输出220V AC脉冲驱动电路图2.1 设计方案框图具体设计方案如下2.2具体电路设计2.2.1主电路设计升压斩波电路设计升压斩波电路由全控型器件晶闸管、二极管和电感等构成。
具体电路如下图2.2所示。
图2.2 升压斩波电路如图2.2所示，晶闸管V选用全控型器件IGBT，利用脉冲控制其开通和关断从而使其控制电感的充电和放电。
电路中电感L值很大，当可控开关处于通态时，电源向电感充电，充电电流基本恒定不变，同时电容向负载供电，因为电容很大，所以输出电压也基本恒定。
当可控开关处于断态时，电源和电感同时向负载供电。
二极管控制电流单方向流动。
电路工作波形理论值如下图2.3所示图 2.3中，i GE为晶闸管门极输入电流，用来控制晶闸管导通与关断，i o 为输出端电流波形。
设晶闸管导通时间为t on，此阶段电感L上存储能量为EI t on，当晶闸管截止时，电感放电并和电源E向负载和电容供电，电路处于稳态时，电感充放电能量相等，即EIt on=(U O−E)It off（2-4）化简可得U O=t on+t offt off E=Tt offE（2-5)由公式可得，当输入电压12V时，调节晶闸管导通时间即可得到输出有一定幅值的直流电压。
电流型逆变电路设计直流侧电源为电流源的逆变电路称为电流型逆变电路。
理想的电流源并不常见，因此可以通过在直流电源侧串联一个大的电感，利用大电感中电流脉动很小的特性，近似将直流电源看作电流源。
每个桥臂串联了电感，使得电流变化连续。
为了得到正弦波输出电压，在负载侧接RLC并联谐振电路，调节负载电容和电阻可以得到稳定的正弦波电压。
具体逆变电路如下图2.4所示。
图2.3 直流斩波电路工作波形图2.4 电流型逆变电路原理图图中VT1~VT4是晶闸管，利用脉冲触发电路对其进行控制；L d是极大的电感，为了得到连续的直流电流I d，在每个桥臂上都串有适合的小电感。
输出电压从谐振电路两端引出，其理论工作波形如下图2.5所示。
图2.5 逆变电路工作波形图波形分析：UG和UG是加在晶闸管电路两端的触发脉冲信号，由图2.5可见，在一个周期里，1,4和2,3晶闸管触发相位正好相反。
i o 为输出电流波形，由于是电流型逆变电路，因此输出电流为矩形波，与负载性质无关，有相位延迟，晶闸管1,4和2,3轮流导通，导通时间各为半个周期。
t 4和t 2之间是晶闸管换流时间，在此期间由于续流电感的存在，四个晶闸管同时导通，分别在上下两个回路形成续流电流，因此脉冲宽度要适当，以免造成短路故障。
晶闸管承受最大电压为电源电压的一半。
输出电压为正弦波交流电。
该电路换流方式为负载换流。
2.2.1 控制电路设计本设计大量采用晶闸管，对于晶闸管要设计触发电路来控制晶闸管导通，触发脉冲要保证晶闸管可靠导通，其幅度要足够，所以要有强触发环节，具体设计电路如下图2.6所示图2.6中，脉冲电流控制Q1的导通，间接控制Q2的导通，Q2导通后，VCCm 经变压器和电阻R2到地形成闭合回路，积蓄在脉冲变压器T1上的能量向负载输送。
导通后，由于二极管和R4组成的电路限制T1两端电压，所以变压器原边电压很快就回复的一定值并保持不变，输出电压也随之保持不变，在输出电压起始时刻有短暂的电压极大现象，称为强触发环节。
2.2.2 保护电路设计电路保护分为过电压保护和过电流保护。
过电压产生的原因有： 1) 操作过电压：分闸、合闸等开关操作引起的过电压 2) 雷击过电压：由雷击引起的过电压R14kΩR21.0kΩR31.0kΩR41000ΩC10.033µFQ12N1711Q22N1711D11N4001D21N4001D31N4001VCC5VVCCm50V I11kHz 1 AT11 sq.m 1 m图2.6 晶闸管触发电路3)换相过电压：由于晶闸管两端反并联的二极管在换相过后不能立即回复阻断能力而引起的。
4)关断过电压：全控器件在高频工作下，在关断时，因正向电流的迅速降低在线路电感两端产生的电压。
本设计使用的虑晶闸管要考虑的耐压问题，主要是操作过电压和换相过电压。
晶闸管一旦超过额定电压，影响晶闸管性能和使用寿命，甚至会烧坏晶闸管，为了保护晶闸管，限制晶闸管两端的电压不超过额定电压，需要给晶闸管设计过压保护电路。
对于晶闸管的过电压保护，本设计采用并联RC串联电路吸收方案。
具体电路见下图2.7图2.7 R C阻容吸收回路晶闸管两端并联RC阻容吸收网络，利用电容两端电压不能突变的特性来限制电压上升率。
电路总是存在电感的(变压器漏感或负载电感)，所以与电容C串联电阻R可起阻尼作用，它可以防止R、L、C电路在过渡过程中，因振荡在电容器两端出现的过电压损坏晶闸管。
同时，避免电容器通过晶闸管放电电流过大，造成过电流而损坏晶闸管。
2.3元器件型号选择2.3.1晶闸管参数计算与选择本设计输出电压峰值为310V（±5V），而用于逆变的晶闸管两端电压也相对比较高，因此要选用耐压值较大的晶闸管来作为逆变电路的控制器件，经仿真测试晶闸管两端电压峰值达到270V左右，见下图2.8。
200W正弦波逆变电源的设计方法
200W正弦波逆变电源的设计方法设计一个200W正弦波逆变电源，我们需要考虑以下几个关键方面：输入电路设计、逆变电路设计、输出滤波电路设计和保护电路设计。
1.输入电路设计：输入电路的主要功能是将交流电源转换为恒定的直流电源，并对其进行滤波，以确保逆变电路的稳定性。
输入电路一般包括变压器、整流电路和滤波电路。
-变压器的选择：选择输入电压和输出功率相匹配的变压器。
计算变压器的边缘电流，以确定适当的变压器尺寸和线圈。
-整流电路设计：选择合适的整流器（如整流桥）将交流电源转换为直流电源。
-滤波电路设计：使用合适的电容器和电感器来滤除直流电源中的脉动。
计算所需电容和电感的值，并合理布局。
2.逆变电路设计：逆变电路的主要功能是将直流电源转换为纯正弦波的交流电源。
逆变电路一般采用全桥逆变器。
-全桥逆变器的选择：选择合适的IGBT或MOSFET作为开关器件，并确定其额定电压和电流。
选择合适的驱动电路来控制开关器件的开关。
-锁相环（PLL）控制方法：使用PLL控制方法来保持逆变器输出频率与输入频率同步。
选择合适的PLL控制电路，并根据需要调整参数。
3.输出滤波电路设计：输出滤波电路的主要功能是滤除逆变电路输出中的谐波和高频噪声，以获得干净的正弦波输出。
输出滤波电路一般包括LC滤波器。
-选择合适的电感和电容：根据需要计算出适当的电感和电容的值，以滤除所需谐波频率。
-合理布局：合理布局电感和电容，以减小干扰和交叉耦合。
4.保护电路设计：保护电路的主要功能是确保逆变器和输出负载的安全运行。
保护电路一般包括过电流保护、过温保护和短路保护等。
-过电流保护：使用电流传感器监测逆变器输出电流，并在超过额定值时触发保护装置。
-过温保护：使用温度传感器监测逆变器和输出负载的温度，并在超过设定温度时触发保护装置。
-短路保护：使用电流传感器监测输出负载的电流，并在短路发生时迅速切断逆变器输出。
除了上述关键方面的设计，还需要注意以下几个方面：-整个设计过程中需要进行稳定性分析，并采取合适的控制措施来保证系统的稳定工作。
200w开关稳压电源设计原理
200w开关稳压电源设计原理
200瓦开关稳压电源是一种常见的电源设计，它可以将输入电压转换为稳定的输出电压，适用于各种电子设备和电路。
下面我将从多个角度来解释这种电源的设计原理。
首先，开关稳压电源的设计原理涉及到几个关键部分，输入滤波电路、整流电路、滤波电容、开关变换电路、控制电路和输出稳压电路。
输入滤波电路用于滤除输入电源中的高频噪声和干扰，通常采用电感和电容组成的滤波网络来实现。
整流电路将交流输入电压转换为脉冲电压，常见的整流电路有单相桥式整流电路或全波整流电路。
接下来是开关变换电路，它使用开关管（如MOSFET）来控制输入电压的开关，通过周期性地切换开关管的导通和关断状态，将输入电压转换为脉冲电压。
这种脉冲电压经过滤波电容后得到平稳的直流电压。
控制电路则用来控制开关管的导通和关断，以保持输出电压的
稳定。
常见的控制方式包括脉宽调制（PWM）和脉冲频率调制（PFM），通过调节开关管的导通时间和频率来实现输出电压的稳定
控制。
最后是输出稳压电路，它通常由稳压管、反馈电路和输出滤波
电路组成，用于提供稳定的输出电压并滤除残余的高频噪声。
稳压
管通过反馈电路监测输出电压并调节开关管的工作状态，以保持输
出电压的稳定。
总的来说，开关稳压电源的设计原理涉及到输入滤波、整流、
开关变换、控制和输出稳压等多个环节，通过这些环节的协同工作，可以实现将输入电压转换为稳定的输出电压。
这种设计原理在实际
应用中被广泛采用，能够为各种电子设备提供稳定可靠的电源供应。
一个 200W 开关电源的功率级设计
一个 200W 开关电源的功率级设计总结Michael Weirich 实验室经理飞兆半导体（德国）公司摘要本文讲述了一个基於FAN4800 连续PFC 前端的双管正激电源的功率级设计。
回顾了这种电源的设计选择。
讨论的实际课题包括功率器件选型，电磁设计，布局和电磁干扰 (EMI)，目的在於帮助工程师加速并改善其设计。
1. 导言新的功率在200W-500W 的交流电源设计，越来越需要功率因素校正（PFC），以在减少电源线上的能源浪费，并增加最多来自电源插座的功率。
这篇文章描述了一个用於液晶电视的200W 电源的设计与构造，所以提到了很多注意事项，以达到高效率，待机功率低於1W，外形小巧尤其是高度为25mm ，无风扇的简单冷却，低成本。
这些特徵对於将要应用的场合是不可或缺的。
2. 电路描述和设计设计指标如下∶·交流输入电压∶85－265VRMS·功率因素∶> 0.95·总输出功率∶200W·三个直流输出∶5V/0.3A12V/5A24V/6A电源分为两个单元。
第一电源集成一个功率因素校正电路，内置在FAN4800 PFC/PWM（脉宽调制）二合一控制器周围，产生一个24V/6A 和12V/5A 的输出。
这个器件包含一个平均电流模式PFC 控制器和一个能够在电压和电流模式下工作的PWM控制器。
在描述的这项应用中，PWM工作在电流模式，控制一个双管正激变换器。
这种变换器能产生一个稳压的24V 输出。
12V输出则由一个采用MC34063A PWM控制器的Buck 变换器产生。
这个附加模块改善了12V输出校正，减少交叉调节问题，这对於多重输出正激变换器总是一个问题，当负载大范围变化时。
附加变换器成本不是很高，如果与一个双管输出变换器的更复杂、更大的耦合电感相比。
第二电源是一个基於飞兆半导体功率开关（FPS）的Flyback 变换器，它给FAN4800提供电源和5V 输出。
自制超简单200w48v50HZ逆变器
自制超简单200w48v50HZ逆变器
48v逆变器很少有图纸来仿制.或者太复杂.我这个自已反复试验才成功.元件少,自制容易.插在电动车充电座上,就可逆变输出200w功率,骑电动车上门维修的朋友,停电都不怕了.测试电动车电池放电性能也行元件选择.R1 R2用二个100w白炽灯泡代用正好.二个二极管是1N4007,上下管用旧彩电拆的行管,开关管如951 820都可,上下各4支并联,变压器为铁芯,旧黑白上18v变压器拆了重绕.
,警告:当逆变器工作时,振荡产生的感应电很高,千万不要用手同时触及上下管集电极的散热片.。
200W正弦波逆变电源的设计方法
文章编号 ：１０ ４２ （ ０ １ ｏ ０ ６— ７ ９ ２ １ ）４—０２ ｏ ３ ７一 ６
２ ０Ｗ 正 弦 波逆 变 电源 的 设计 方 法 ０
郑文兵
（ 上海 电力学院 电力与 自动化工程学 院 ， 上海 ２ ０９ ） ０ ０ ０
摘
一
要 ：提出了一种基于数字控制 的具 有高频链 的 ２０Ｗ 正 弦波逆 变 电源的 设计方 法． 弦波逆变 电源 由 ０ 正
第２ ７卷第 ４期 ２１ ０ １年 ８月 上 Nhomakorabea海
电 力 学 院 学 报
Ｖｏ． ７， Ｎｏ ４ １２ ． Ａｕ ． ２ １ ｇ ０１
Ｊ ｕ ａ ｏ Ｓ ａ ｇ ａ Ｕｎ ｖ ｒｉｙ ｏ Ｅ ｅ ｔｉ Ｐ ｗｅ ｏｒ ｌ ｎ ｆ ｈｎ ｈｉ ｉ ｅ ｓｔ ｆ ｌｃｒ ｃ ｏ ｒ
图． 最后利用 ＰＩ 软件对整体 电路进 行了仿真 ， Ｓ Ｍ 仿真结果表 明符 合理论分析 的结果 ．
关键词 ：正弦波逆变 电源 ；软开关 ；瞬时无 功理论 ； 数字控制
中图分 类号 ： Ｐ ７ Ｔ ３ １２ ｒ １ ； Ｐ ３ ． 文献标 志码 ：Ａ
Ｔｈ ｓｇ ｅｈｏ ｆａ ２ ０ Ｗ ｉ ｅ Ｗ ａ ｅ Ｉ ｖ ｒｅ ｅ Ｄｅ ｉ ｎ Ｍ ｔ ｄ ｏ ０ Ｓｎ ｖ ｎ ｅ ｔｒ
周波变换器之间采用高频变压器隔离．
ｒ Ｄ ． ５
ｊ
ｓ ｝
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＿ ］ Ｌ ｆ
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一
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图 １ 主电路拓扑结构
１ １ 全桥 ＤＣ ＤＣ 变换 器 元 器件 参数 选择 ． ／ 由于全桥 Ｄ ／ Ｃ变换 器 的输 入侧 为 ｌ 的 ＣＤ ２Ｖ 蓄 电池 ， 因此 功率 开 关 Ｓ ～Ｓ 选 用 ５ 和 ５ ， 可 ＯＶ Ｏ
200W微型逆变器解决方案PMM_SE1401
LLC级实测波形（1）
Q201上方MOS Ch2=Vgs 5V/div（红线），Ch3=Vds 20V/div（蓝线）
满载
开通
关断
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LLC 级实测波形（2）
Q202上方MOS Ch2=Vgs 5V/div（红线），Ch3=Vds 20V/div（蓝线）
元件：
控制器：ICE2HS01G OptiMOS : BSC028N06NS 驱动器：LM5101A 碳化硅二极管：IDH05S120 铁氧体磁芯：谐振电感器– PQ3220，主变压器 – EER35 LLC效率=98%
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逆变器MOSFET （ 50/60Hz） IPB65R099C6
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需要双向电流通道和低trr续流二极管
i v t0
t1
T/2
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逆变侧
技术规格： 输入：360Vdc
输出：230Vac（180Vac~264Vac）/50Hz（47Hz~53Hz）
拓扑：半桥 元件： 控制器：XE161FL CoolMOS：IPB65R099C6 碳化硅二极管：IDD06SG60C 驱动器：IR2181S和UCC27322 电感器：3800uH，Amogreentech公司的APH40P60
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无需使用电解电容器 微型太阳能逆变器演示板：正面
200W正弦波逆变电源的设计方法
200W正弦波逆变电源的设计方法
正弦波逆变电源是一种能够将直流电转化为交流电的电源。
其输出电压为正弦波形，输出电流能够满足要求，且具有较高的转换效率，被广泛应用于各种场合。
本文将从电路设计方法的角度，介绍200W正弦波逆变电源的设计方法。
首先，我们需要确定电源的参数：额定输出功率、输入电压范围、频率、输出电压稳定度等。
针对本设计，选取额定输出功率为200W，输入电压范围为DC12V-DC24V，输出频率为
50Hz/60Hz，输出电压稳定度在±5%左右。
其次，电路设计需要选用合适的元器件。
在正弦波逆变电源中，关键的元器件为开关管、大电容以及变压器等。
为了保证电源的工作效率和性能稳定度，需要选用质量好、稳定性高的元器件。
其三，我们需要对电路进行硬件连接。
正弦波逆变电源的电路结构相对较为复杂，需要合理布局电路板、优化电路元器件的排列顺序以及减小电路板的噪声纹波。
其四，进行电路测试。
在电路测试中，需要依次检验电路中关键元器件的参数，确认电路工作在最佳负载点，防止元器件的过度切换，导致电源工作不稳定。
在实际的电路设计中，由于外部环境和工作负载的不同，会导致电路的工作出现差异。
因此，在设计正弦波逆变电源时，需要制定合适的测试流程，并且在不断的优化和修正中，逐步完
善电源的性能和功能。
总的来说，正弦波逆变电源的设计方法需要有扎实的电路知识和对元器件的深入理解。
在设计过程中，需要不断改进电路设计，不断完善电路性能，以满足实际工作环境和负载的需求。
200W便携式离网型太阳能光伏逆变电源的设计
式 离网型光伏 逆 变 电源 ， 电路 采用 比较 简单 的 隔 离型 两级 变换 拓扑 ， 制 回路采 用双单 片机 的控 主 控 制 方案 ， 并给 出了样机 的 实验 结果 。 关键 词 ： 光伏 逆 变 电源 ； Ｐ； 电池 ； 挽 ＤＳ 蓄 推
Ｄｅ ｉ ｎ ｏ ０ Ｗ ｒ ａ ｅ Ｏ ｆ－Ｇ ｒｄ Ｓ ｌ ｒ ＰＶ ｎｖ ｒ ｅ ｗｅ ｕｐ ｙ ｓｇ ｆ２ ０ Ｐｏ ｔ ｂｌ ｆ ｉ ｏａ Ｉ ｅ ｔ ｒ Ｐｏ ｒ Ｓ ｐｌ
能好 ：
遍 性 、 发利 用 的清洁 性 以及 逐渐 显 露 出 的经 济性 开 等 优 势 ， 为 当今世 界 上最 有 发 展前 景 的新 能 源技 成
术。
（ ） 用 Ｄ Ｐ控 制 ，具 有 高 速 的数 据 运 算 能 ２ 采 Ｓ
力 ， 时性好 ： 实
随 着 近 年来 无 电地 区居 民对 光 伏 发 电 系统 的
摸 国瘗 痢
２ ０Ｗ 便携 式离网型 太阳能 ０ 光伏 逆变 电源 的设计
李 艳 梅 ， 科 元 黄
（ 南 大学 ，湖 南 长沙 湖 ４ ０ ８） １０２
摘 要 ：设 计 了 一 种 基 于低 成 本 数 字 处 理 器 Ｔ Ｓ ２ Ｆ ８ ２ Ｍ ３ Ｏ ２ ０ ０和 专 用 Ｐ Ｍ 集 成 芯 片 Ｔ ４ ４的 便 携 Ｗ Ｌ９
Ｖｏ ．５ １１ Ｎｏ７ ．
２ １ 年７ ０ ２ 月
图 １ 便 携 式 离 网 型 光 伏 逆 变 电 源 的 结 构 图
所示 ． 由主 电路 和控 制 回路 两 部 分组 成 ， 中主 电 其
路包 含输 入 滤 波 电路 、蓄 电池 储 能 电路 、 Ｃ Ｄ Ｄ ／ Ｃ变
（ ）实现 了直流 输入 与交流 输 出的 电气 隔断 ： １ （ ）提高 了 电能 质量 ； ２
200W逆变电源初步设计
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逆变分为有源逆变和无源逆变，交流侧接负载的为无缘逆变，交流侧接电网上时成为有源逆变。
逆变电源是将小电压直流电经过升压，再经过逆变变成有适合功率的交流电，以解决没有交流电源的情况下交流电气设备的用电问题。
升压过程用升压斩波电路，也叫boost变换器。
是通过控制全控型器件IGBT晶闸管的导通时间来控制输出直流电压大小。
本设计是将给定12V直流电转变为频率50HZ，电压220V的交流电，在直流部分首先采用升压斩波电路将直流电压提升到约100V左右，为下一步逆变提供适当裕量，第二步逆变部分，控制晶闸管导通周期为0.02S，以保证输出交流电压频率固定为50HZ，晶闸管采用脉冲触发控制。
经实验仿真验证，本设计最终输出电压为幅值为310V（±5V），输出功率大于200W，周期为0.02S的正弦波，且波形无明显失真，系统整体性能良好，满足设计要求。
关键词：逆变电源；升压斩波；无源逆变；脉冲触发目录第1章绪论 (1)1.1逆变电源技术概况 (1)1.2本文设计内容 (1)第2章逆变电源电路设计 (3)2.1200W逆变电源总体设计方案 (3)2.2具体电路设计 (4)2.2.1主电路设计 (4)2.2.1 控制电路设计 (7)2.2.2 保护电路设计 (7)2.3元器件型号选择 (8)2.3.1 晶闸管参数计算与选择 (8)2.3.2 电阻、电容、电感参数计算与选择 (10)2.4系统仿真 (10)2.4.1 MATLAB仿真软件简介 (10)2.4.2 逆变电源仿真模型建立 (11)2.4.3 逆变电源仿真波形及数据分析 (13)第3章课程设计总结 (18)参考文献 (19)第1章绪论1.1逆变电源技术概况电力电子技术是一门新兴的应用于电力领域的电子技术，就是使用电力电子器件（如晶闸管，GTO，IGBT等）对电能进行变换和控制的技术。
200W正弦波逆变电源的设计方法
200W正弦波逆变电源的设计方法郑文兵【摘要】提出了一种基于数字控制的具有高频链的200 W正弦波逆变电源的设计方法.正弦波逆变电源由一种新的全桥移相DC/DC软开关变换器和DC/AC周波变换器级联构成.介绍并分析了全桥移相DC/DC变换器软开关的实现方法和设计注意事项,以及全桥移相DC/DC变换器一个开关周期内的6个电路拓扑变换过程.提出了一种基于瞬时无功功率理论实现DC/AC周波变换器的新的控制方法,并给出了其控制原理框图.最后利用PSIM软件对整体电路进行了仿真,仿真结果表明符合理论分析的结果.【期刊名称】《上海电力学院学报》【年(卷),期】2011(027)004【总页数】7页(P327-332,367)【关键词】正弦波逆变电源;软开关;瞬时无功理论;数字控制【作者】郑文兵【作者单位】上海电力学院电力与自动化工程学院,上海200090【正文语种】中文【中图分类】TP17;TP331.212 V铅酸蓄电池是我国电力系统中使用量较大的一种蓄电池，由12 V铅酸蓄电池组构成的110 V或220 V中小容量直流系统普遍存在电池老化、特性不均衡等问题，大大缩短了电池的寿命，影响了电力系统的安全可靠运行.另外，废弃的铅酸蓄电池也对环境造成了很大污染.目前，通常的解决办法是对由12 V铅酸蓄电池组进行活化处理，即对整个蓄电池组不断进行恒电流充放电，直至铅酸蓄电池的特性恢复正常为止.在这一过程中，依靠由高频开关电源构成的整流器可以较好地实现恒电流充电，但放电却需依靠直流电阻实现.由于在放电过程中蓄电池组的直流电压不断下降，它不可能实现恒电流放电，因此蓄电池组活化效果很不好，而且还伴随有大量的功率损耗（由直流电阻造成）.由12 V铅酸蓄电池组构成的110 V或220 V中小容量直流系统的容量最大，约为200 AH，即每节电池最大约为12 V 200 AH.活化电流约为20 A.活化功率约为12 V×20 A=240W.因此，用一个具有恒电流放电特性的逆变电源来对单个12 V铅酸蓄电池进行活化处理具有非常重大的现实意义.为了实现节能目标，在放电时必须将12 V铅酸蓄电池所储存的电能放回交流系统中，而该逆变电源的输入侧是直流系统，输出侧是交流系统，输入输出不共地，因此该逆变电源需要隔离.此外，要实现恒电流放电特性，就需要将逆变电源输出侧接入380 V三相交流系统中，因为只有三相交流系统才能实现恒电流特性.文献［1］至文献文献［6］提出采用全桥DC/DC变换器实现逆变电源的隔离;文献［7］提出可以用三相全桥DC/ AC周波变换器实现正弦波逆变.文献［8］介绍了一种全新的数字信号处理器（DSP） TMS320F28035，它能完全满足DC/DC变换器和三相DC/AC正弦波逆变器装置的控制要求.1 200W正弦波逆变电源的主电路设计200 W正弦波逆变电源的主电路采用如图1所示的全桥高频逆变器，它由全桥DC/DC变换器和全桥DC/AC周波变换器级联而成.全桥DC/ DC变换器由S1～S4等功率开关组成，全桥DC/ AC周波变换器由S5～S10等功率开关组成.前级的全桥DC/DC变换器先将蓄电池的直流电压以恒流放电的方式，经过高频变压器变换成隔离的500 V的高压后送到全桥DC/AC周波变换器的直流母线上，再将其变换成所需要的稳定正弦交流输出电压.全桥DC/DC变换器与全桥DC/AC周波变换器之间采用高频变压器隔离.图1 主电路拓扑结构1.1 全桥DC/DC变换器元器件参数选择由于全桥DC/DC变换器的输入侧为12 V的蓄电池，因此功率开关S1～S4可选用50 V和50 A，型号为RFP50N05L的低压低阻的大电流MOSFET功率开关，电感L d为2 mH的平波电感，阻挡电容C b用于隔直，防止高频变压器饱和，可选用容量为0.1μF的安规电容.C1和C2为缓冲电容，可选用容量为0.04μF的无感电容.1.2 全桥DC/AC周波变换器元器件参数选择由于三相全桥DC/AC周波变换器的输入侧为500 V的直流电压，因此功率开关S5～S10可选用900 V和1.7 A小电流、型号为IRFBF20PBF的MOSFET功率开关，由三相电感L f和电容C f组成交流滤波器，L f为1.2 mH，C f为3μF.直流母线上的电容C0起滤波和缓冲作用，由两个400 V和470μF电容串联组成，并带有均压电阻.1.3 高频变压器的设计高频变压器的设计方法是先求出磁芯窗口面积A W与磁芯有效截面积A e的乘积A P（A P=A W× A e，称磁芯面积乘积），然后根据A P值，查表找出所需磁材料的编号.本文选用EE65的铁氧体磁芯，工作频率为20 kHz.变压器原副边采用直径为0.15 mm的多股漆包线，变比为5∶250（匝）.2 DC/DC变换器的工作模式为了降低由S1～S4功率开关、变压器，以及D1和D2组成的全桥DC/DC变换器的功率损耗，采用一种叫做“全桥相移ZVZCS技术”的新型软开关技术，其特点是：滞后桥臂的开关管S3和S4实现零电流关断，并不再并联电容，以避免开通时电容释放的能量加大造成损耗;领先桥臂仍和以前一样，利用开关管S1和S2上面并联电容C1和C2的方法实现零电压软开关状态（ZVS），以提高整个电路的效率.为了使滞后臂上的两个开关管以零电流方式工作，必须对主电路进行改动.当超前桥臂的开关管S1关断、S2的二极管续流时，变压器两端电压为零，变压器原副边电路独立，变换器工作在零状态，此时原边电流I P处于自由状态，并开始减小.为了保证在零状态时原边的电流减小到零，必须在漏感上加一个反电压，使电路中的电流迅速减小，因此只要在原边加入一个阻断电压源V X即可.当原边电流I P正向流过时，该电压极性为正;当I P反向流过时，该电压极性为负.通过加入这一阻断电压源就可使原边电流衰减到零.阻断电压源最简单的方法就是用一个电容C b来实现.当斜对角的两只开关管S1和S4同时导通时，I P给C b充电;当斜对角的两只开关管S2和S3同时导通时，I P给C b放电.而在零状态时，电容C b的电压保持不变，其极性刚好与I P相同，起到给I P复位的作用.ZVZCS变换器的基本拓朴结构如图2所示.图2 ZVZCS变换器的基本拓朴结构这种新型变换器每半个周期有6个工作模式，工作波形如图3所示，每管的占空比约为50%.图3 全桥移相ZVZCS变换器工作过程波形2.1 拓扑变换1（t0，t1）当t=t0时，S1和S4处于导通状态，D5也导通，变压器初级电流为正，输入功率通过变压器输出.在t1≥t≥t0时刻内，饱和电感一直处于饱和状态.其等效电路如图4所示.图4 拓扑变换1等效电路设开始电流值为I0，阻挡电容的峰值电压为U cbm.2.2 拓扑变换2（t1，t2）当t≥t1时，电路工作就进入模式2.在此期间，S1截止，S4和D5继续维持导通状态，变压器初级电流仍然为正，此时对C1充电，对C2放电，与之发生谐振，最终使S2的电压为零，并通过S2续流.在t=t2时刻，S2零电压开通.其等效电路如图5所示.图5 拓扑变换2等效电路其初始条件为：U c1（t1）=0，U c2（t1）=U in，I p （t1）=I p（t0）=I1.根据此时电路的拓扑图可推导出此模式中的变压器初级电流和电容的电压方程如下（因为此时间极短并且C b比C1和C2大的多，故设U cb1的值不变）.当t≥t1时，则有：2.3 拓扑变换3（t2，t3）当U c2（t）=0时，D2开始导通，此时S2可以以零电压方式开通.因为D2开始导通后S2被开通，但S2中并没有电流流过，I P是由D2流过，所以S2是零电压开通.S2和S1驱动信号之间的死区时间为t d＞（t2－t1），即t d＞2CU in/I1，只要死区时间能满足这一条件，那么S2就可以零电压方式开通，否则就会在开关管上有较大的损耗.由于D2导通后D5和D6均处于导通状态，U ab=0，此时初级电流在变压器初级回路中处于自由运行状态，L s仍然处于饱和状态.在此期间U cb（t）完全加在L k上.其电路拓朴图如图6所示.图6 拓扑变换3等效电路其初始条件为：U cb（t2）近似等于U cb1，I P（t2） =I2.由此可得：当t=t3，电路中的电流减小为零时，将结束该模式进入下一个工作状态.由于主回路中只有变压器的漏感存在，因此阻挡电压U cb迅速将主回路的电流I P回复到零.饱和电感L s退出饱和状态，呈现出很大的电感量.2.4 拓扑变换4（t3，t4）当主回路中的电流减小到零时，电流继续向反方向增加，但主电路中的电流被保持在零状态，因为此时饱和电感已经退出饱和状态变为不饱和，呈现一个远大于漏感L k的电感量以阻挡反向电流的增加，因此阻挡电容上的电压完全加在饱和电感上.此时的等效电路图如图7所示.阻挡电容上的电压保持不变，S4仍导通，但由于主电路中没有电流流过，所以开关管S4中的电流为零.图7 拓扑变换4等效电路2.5 拓扑变换5（t4，t5）在t4时刻，开关管S4关断，此条件为零电流状态下关断.经过一个死区时间后开关管S3开通.此时阻挡电容上的电压不变，主电路中的电流仍为零.其等效电路如图8所示.图8 拓扑变换5等效电路2.6 拓扑变换6（t6，t7）在t5时刻开关管S3开通，但由于此时饱和电感L s尚未饱和，I P经过一定的滞后再迅速上升，在阻断电容和输入电压的共同作用下饱和电感很快又进入饱和区.因为有一定的电流滞后，所以使开关管S3的开通损耗大大降低.在t6时刻，I P达到输出电流在主回路的折合值，变压器副边出现电压，电源再次向负载输送能量，电容C b的电压U cb由正向负逐渐减小，进入下半个对称的周期.此时等效电路图如图9所示.图9 拓扑变换6等效电路由于此过程很短，因此可认为U cb（t）不变.由此可得到变压器初级绕组电流为：由DC/DC变换器的6个拓扑状态变换过程的分析可以看出，当给定了饱和电感的数值后，通过合理选择电容C1，C2，C b的容量，肯定存在满足DC/DC变换器软开关工作的条件，通常来说高频变压器都存在一定的漏感，因此可以用高频变压器的漏感来代替饱和电感L s.3 DC/AC周波变换器的控制方法全桥DC/AC周波变换器由S5～S10构成.采用三相变换器而不采用单相变换器的原因在于系统需要实现恒流放电，只有三相周波变换器才能保证在各个时间段内输出一个恒定的功率.正弦波脉宽调制（SPWM）控制主要着眼于使逆变器输出电压尽量接近于正弦波，电流跟踪控制则直接考虑输出电流是否按正弦变化.为了达到最优的瞬时功率控制，本文采用瞬时无功功率理论来实现.基于瞬时无功功率理论的检测方法有p-q法和i p-i q法.本文采用p-q法［7］，因为控制的目的是实现恒定目标功率的输出.通过数字锁相技术可以得到代表A相电压的瞬时相位特性cosωt，并将蓄电池的电压U和放电电流I的乘积作为p-q算法中的，并令=0.其控制算法如图10所示.图10 改进的p-q算法得到所要求的控制电流信号i af，i bf，i cf后，再与全桥DC/AC周波变换器的输出电流i a，i b，i c分别进行比较，然后应用滞环比较控制方法就能够得到所要求的三相正弦输出.TMS320F28035微处理器是32位定点数字信号处理器，具有C28xTM内核、60MIPS的操作能力、单3.3 V电源，以及16路ADC模数转换通道和14路PWM脉宽调制等丰富的片内资源，完全能够满足本方案所提出的系统控制要求.通过三相交流电压电流检测回路和蓄电池直流电压电流检测回路，DSP可以通过相应的驱动电路实现上述的控制策略，以及恒输入电流的正弦波输出.4 电路仿真采用电路仿真软件PSIM对整体电路进行仿真实验，实验结果如图11至图13所示.由图11可以看出，12 V蓄电池工作在基本接近恒流放电状态，完全满足蓄电池恒流放电的要求;由图12可以看出，周波变换器的直流输入电压维持在582 V左右，表明DC/DC变换器和周波变换器工作均处于稳定状态;由图13可以看出，周波变换器工作状态符合设计要求.图11 12 V电池的电压和放电电流波形图12 周波变换器的输入电压波形图13 周波变换器的输出电压电流波形5 结论（1）为了满足蓄电池的恒流放电要求，在对全桥DC/DC变换器进行控制时必须增加输入电流的检测回路，并加入输入电流的控制;（2）在低压大电流情况下使用MOSFET的全桥DC/DC变换器，采用ZVSZCS （零电压零电流）软开关技术比ZVSZVS（零电压零电压）软开关技术可以明显减少开关损耗;（3）可利用高频变压器的漏感代替饱和电感，以降低成本，但会增加变压器绕制的难度;（4）使用隔直流电容可以解决高频变压器由于直流偏置产生的饱和问题;与工频变压器相比，采用高频变压器可以减少逆变电源的体积;（5）高频变压器绕组采用多股软铜漆包线可以明显改善变压器的性能;采用变压器驱动MOSFET不仅可以降低驱动成本，而且可以提高驱动电路的可靠性;（6）全桥DC/AC周波变换器采用瞬时无功功率理论的p-q法能够减少控制的复杂性;采用瞬时无功功率理论可轻松解决全桥DC/AC周波变换器与系统电网的并网问题，实现能量反馈到电网中，在降低能源消耗的同时可以减少损耗;（7）采用32位定点数字信号处理器TMS320F28035可以实现灵活的控制策略. （编辑胡小萍）【相关文献】［1］HAMADA S，KANAZAWA T，OGINO Y，et al.A new constant frequency phase-shifted PWM zero-voltage switching DC/DC converter incorporating non-controlled saturable reactors［J］.IEEE Transactions on Magnetics，1989，25（5）：3 991-3 993. ［2］REDIR，SOKAL N O，BALOGH L.A novel soft-switching full-bridge dc/dc converter：analysis，design considerations and experimental results at1.5 kW，100 kHz［C］//PESC’90 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