ZVS移相全桥低压大电流开关电源的设计
低压大电流的开关电源设计方案
低压大电流的开关电源设计方案1 引言在电镀行业里，一般要求工作电源的输出电压较低,而电流很大。
电源的功率要求也比较高,一般都是几千瓦到几十千瓦。
目前,如此大功率的电镀电源一般都采用晶闸管相控整流方式。
其缺点是体积大、效率低、噪音高、功率因数低、输出纹波大、动态响应慢、稳定性差等。
本文介绍的电镀用开关电源,输出电压从0～12V、电流从0～5000A连续可调,满载输出功率为60kW。
由于采用了ZVT软开关等技术,同时采用了较好的散热结构,该电源的各项指标都满足了用户的要求,现已小批量投入生产。
2 主电路的拓扑结构鉴于如此大功率的输出,高频逆变部分采用以IGBT为功率开关器件的全桥拓扑结构,整个主电路如图1所示,包括:工频三相交流电输入、二极管整流桥、EMI滤波器、滤波电感电容、高频全桥逆变器、高频变压器、输出整流环节、输出LC滤波器等。
隔直电容Cb是用来平衡变压器伏秒值,防止偏磁的。
考虑到效率的问题,谐振电感Ls只利用了变压器本身的漏感。
因为如果该电感太大,将会导致过高的关断电压尖峰，这对开关管极为不利，同时也会增大关断损耗。
另一方面,还会造成严重的占空比丢失,引起开关器件的电流峰值增高,使得系统的性能降低。
3 零电压软开关高频全桥逆变器的控制方式为移相FB-ZVS控制方式,控制芯片采用Unitrode公司生产的UC3875N。
超前桥臂在全负载范围内实现了零电压软开关,滞后桥臂在75%以上负载范围内实现了零电压软开关。
图2为滞后桥臂IGBT的驱动电压和集射极电压波形,可以看出实现了零电压开通。
开关频率选择20kHz,这样设计一方面可以减小IGBT的关断损耗,另一方面又可以兼顾高频化，使功率变压器及输出滤波环节的体积减小。
图2 IGBT驱动电压和集射极电压波形图4 容性功率母排在最初的实验样机中,滤波电容C5与IGBT模块之间的连接母排为普通的功率母排。
在实验中发现IGB上的电压及流过IGBT的电流均发生了高频震荡,图3为满功率时采集的变压器初级的电压、电流波形图。
低压大电流开关电源的设计
低压大电流开关电源的设计
低压大电流开关电源的设计
中心议题：
低压大电流开关电源电路的设计
解决方案：
采用磁复位电路有源钳位技术控制磁饱和
使用功率MOSFET整流
在栅极上接稳压管避免击穿
开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关晶体管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源。
从上世纪90年代以来开关电源相继进入各种电子、电器设备领域，计算机、程控交换机、通讯、电子检测设备电源、控制设备电源等都已广泛地使用了开关电源。
随着电源技术的发展，低电压，大电流的开关电源因其技术含量高，应用广，越来越受到人们重视。
在开关电源中，正激和反激式有着电路拓扑简单，输入输出电气隔离等优点，广泛应用于中小功率电源变换场合。
跟反激式相比，正激式变换器变压器铜损较低，同时，正激式电路副边纹波电压电流衰减比反激式明显，因此，一般认为正激式变换器适用在低压，大电流，功率较大的场合。
有源钳位技术
正激DC／DC变换器其固有缺点是功率晶体管截止期间高频变压器必须磁复位。
以防变压器铁心饱和，因此必须采用专门的磁复位电路。
通常采用的复位方式有三种，即传统的附加绕组法、RCD钳位法、有源钳位法。
三种方法各有优缺点：磁复位绕组法正激变换器的优点是技术成熟可靠，磁化能量可无损地回馈到直流电路中去，可是附加的磁复位绕组使变压器结。
ZVS移相全桥变换器的原理与设计
ZVS移相全桥变换器的原理与设计摘要：介绍移相全桥ZVS变换器的原理，并用UC3875控制器研制成功3kW移相全桥零电压高频通信开关电源。
关键词：移相全桥零电流开关零电压开关准谐振The Principle and Design of Phase shifted Full bridge Zero voltage ConvertorAbstract： The paper introduces the principle of phase shifted full bridge zerovoltage switching convertor.A 3kw full bridge ZVS convertor was developed us ing UC3875 controller.Keywords: Phase shifted full bridge, ZCS, ZVS, Quasi resonance中图法分类号：TN86文献标识码：A文章编号：02192713(2000)11572031引言传统的全桥PWM变换器适用于输出低电压(例如5V)、大功率(例如1kW)的情况，以及电源电压和负载电流变化大的场合。
其特点是开关频率固定，便于控制。
为了提高变换器的功率密度，减少单位输出功率的体积和重量，需要将开关频率提高到1MHz级水平。
为避免开关过程中的损耗随频率增加而急剧上升，在移相控制技术的基础上，利用功率MOS管的输出电容和输出变压器的漏电感作为谐振元件，使全桥PWM变换器四个开关管依次在零电压下导通，实现恒频软开关，这种技术称为ZVS零电压准谐振技术。
由于减少了开关过程损耗，可保证整个变换器总体效率达90％以上，我们以Unitrode公司UC3875为控制芯片研制了零电压准谐振高频开关电源样机。
本文就研制过程，研制中出现的问题及其改进进行论述。
2准谐振开关电源的组成ZVS准谐振高频开关电源是一个完整的闭环系统，它包括主电路、控制电路及CPU通讯和保护电路，如图1所示。
低压大电流移相全桥开关电源的研究
低压大电流移相全桥开关电源的研究丁稳房;郜佳辉;杨刚;章子涵【摘要】给出硬件电路系统框图,然后结合采用移相全桥ZVS PWM DC/DC变换器的电路拓扑结构,推导并计算了几个关键的主电路参数,接着给出了产生PWM波相关的硬件电路图,最后在10kW的直流电源样机的环境下进行了实验并得出实验波形.%The paper firstly described the hardware block diagram of circuitry.It then calculated several key parameters of the main circuit combined with the use of phase-shifted full-bridge ZVS PWM DC / DC converter circuit topology.It also presented the relative hardware circuit of the PWM wave generation,Finally,experiments were conducted in the 10KW DC power supply prototype environment and experimental wave forms were obtained.【期刊名称】《湖北工业大学学报》【年(卷),期】2012(027)002【总页数】5页(P40-44)【关键词】移相全桥;DC/DC变换器;PWM【作者】丁稳房;郜佳辉;杨刚;章子涵【作者单位】湖北工业大学电气与电子工程学院,湖北武汉430068;湖北工业大学电气与电子工程学院,湖北武汉430068;湖北工业大学电气与电子工程学院,湖北武汉430068;湖北工业大学电气与电子工程学院,湖北武汉430068【正文语种】中文【中图分类】TM46由于电力电子技术的快速发展，低压大电流直流电源开始越来越多地应用到实际当中去，又由于移相全桥技术可以降低功率开关管的开关损耗，提高变换器的效率以及容易实现软开关等优点，因此移相全桥电路在大功率直流电源中成为首选拓扑结构.移相全桥软开关电路分为零电压开关（ZVS），零电流开关（ZCS），零电压零电流开关（ZVZCS）三种类型［1－3］.相比较而言，移相全桥ZVS电路因为其工作简单可靠，不需要加辅助电路等优点，比较适用于大功率低压大电流的工作场合中.本实验装置采用的是移相全桥ZVS PWM直流变直流技术，其输出电压28.5 V，额定输出电流350 A，本文给出了整个硬件系统框图，主电路参数设计，PWM波相关的硬件设计，最后给出了实验波形.1 系统框图系统框图见图1.图1 硬件系统框图三相电经过12脉波自耦变压器整流出来的电流只含有n次谐波量，n＝12k±1（k ＝1，2，…），减小了输入电流的总谐波含量（THD），提高了系统的兼容性，并且大大减小了12脉波自耦变压器的体积容量.高频变压器采用的是损耗值比较低的铁氧体材料，为了减少开关损耗.输出的电压和电流经过采样后到DSP28335控制板，经过AD转换，再通过SPI进行板间通讯，把数据送到面板显示.2 关键参数的设计移相全桥ZVS变换电路见图2，下面对其中的几个重要参数进行设计计算.图2 移相全桥ZVS变换电路2.1 高频变压器的设计高频变压器设计要求如下：额定输出功率为10kW，允许短时间过载100%（一般为2 min左右），输入三相交流电的电压波动范围为380 V×（1±10%），也就是在342～418 V之间，开关频率为20 k Hz，额定输出直流电压为28.5 V，根据这些要求高频变压器铁芯选取了E28尺寸的R2SKB铁氧体铁芯，根据下面的公式求高频变压器的原边匝数其中：V in为高频变压器的直流输入电压，在这里取最大直流输入电压；K为波形系数，波形系数是指有效值与平均值之比，如果是方波一般为4；f s为开关工作频率（20 k Hz）；B w为变压器的工作磁通密度，一般取它的最大工作磁通密度0.28 T；Ae为铁芯有效截面积，m2，A e ＝A S×K e，K e＝0.97；将参数代入式（1）中可得由于原边是6个变压器串联，在这里就取每个变压器的匝数为6匝.为了提高高频变压器的利用率，减小原边电流以减小开关管的电流应力，降低输出整流块恢复二极管（FRD）的电压应力，从而减小功率损耗，高频变压器的原边与副边的匝数比应尽量大些，但是为了在任何时刻都能得到所要求的输出电压，需要利用高频变压器的副边输出的各种损耗和变压器副边的最大占空比D max来计算高频变压器副边的最大输出电压值其中：V 0为输出电压值；V D为整流输出块恢复二极管上的通态损耗；V L为输出滤波电感上的电压损耗；V R输出电流在输出电缆上的压降损耗.并根据最小输入电压V in（max）来决定变压器的副边匝数.直流电源输出为28.5 V，假设整流输出二极管的通态压降为2 V，输出滤波电感上的电压损耗为1 V，输出电流在输出电缆上的压降损耗为2 V，变换器的最大占空比为0.85，把这些参数代到式（2）中可得变压器的原边与副边的匝数比关系如下：由此可得变压器的副边匝数又由于移相全桥电路的滞后臂工作时占空比丢失比较大，所以取副边匝数为4匝，按以上参数设计的6个变压器实测原边总漏感为12μH.2.2 超前桥臂谐振电容的设计为了实现DC／DC变换器的超前桥臂和滞后桥臂的ZVS软开关，需要根据DC／DC变换器的开关频率和死区时间来确定直流变换器的超前桥臂和滞后桥臂的并联电容和变压器原边串联谐振电感.在移相全桥的超前桥臂工作过程中，输出滤波电感Lf和谐振电感Lr串联，用来抽取超前桥臂上的并联电容的能量以实现ZVS软开关，由于原边等效电感L＝L r＋K 2×L f L r，所以在超前桥臂工作过程中原边等效电感值很大，它的电流可以近似不变，类似一个电流源，为了实现超前臂的ZVS，必须要让Q 1驱动信号和Q3驱动信号的死区时间大于超前桥臂上的并联电容的充放电时间，并联电容电压减少量为t 01是指超前桥臂的并联电容放电由电源电压降到0 V时所需的时间.要实现超前臂的零电压开通，必须要让Q1驱动信号和Q 3驱动信号的死区时间T d大于并联电容的放电时间t 01，所以要满足才能保证零电压开通.由公式可得，如果原边电流变得很小的话，C 3的电压放电到零的时间将变得很长，当t 01＞T d时，将会失去零电压条件，所以选择C 1和C 3的电容值要根据死区时间和要求实现零电压开关的负载范围来确定.由于使用的开关器件是IGBT，所以死区时间不能设置太小，在这里设置超前臂死区时间为2.5μm，DC／DC变换器在大于10%的额定电流能实现零电压开关，即原边电流I 1大于4 A能实现零电压开关，在轻载状态下输入的直流电压为530 V，将这些数据带入式（3）得因为C 1＝C 3，在这里取C 1＝C 3＝4.7 n F，采用的电容是4.7 n F／600 V的CBB聚苯电容.2.3 滞后桥臂谐振电容和谐振电感的设计在滞后桥臂工作的过程中，由于变压器副边上的两个二极管DR1和DR2同时导通，致使变压器原边绕组短接电压为0，所以使得原边等效电感就只是L r L＝L r＋K 2×L f，这就使得滞后桥臂的等效电感远小于超前桥臂的等效电感，因此原边电流就不能看成电流源，而且电流变化大.所以滞后桥臂比超前桥臂难实现零电压开通，要想实现滞后桥臂的零电压开关，要满足以下两个条件.1）串联的谐振电感储存的能量要大于滞后桥臂的电容的储存能量，即其中CTR为变压器的寄生电容，它的值很小，所以上式可以简化为Clag为滞后桥臂的并联电容的平均值，且2）滞后桥臂的死区时间应小于等于谐振周期的四分之一，公式如下：把上式变形一下可得根据这两个约束条件和滞后桥臂大于10 A时能实现零电压开关，就能确定出谐振电感L r和并联电容Clag的参数值.由上述约束条件可得把以知的参数代入公式（4）中由于C 2＝C 4，在这里取Clag＝22 F.由于滞后桥臂的并联谐振电容为22 F，从而可以根据式（5）来确定由于高频变压器的原边总漏感为12μH，所以谐振电感值为45.6μH.在实际的调试过程中，最好把谐振电感设计成可调的，以便让其电感值根据实际的电路来确定.3 PWM硬件电路设计下面主要给出PWM的硬件控制电路和过压过流保护电路，PWM的硬件功能框图和硬件电路如图3.DSP28335输入输出口都是3.3 V，而在设计故障封锁电路时用到的是集成与门CD4081，CD4081的工作电压分别在5 V、10 V、15 V，当工作电压是5 V时，只有当输入电压最低为3.5 V才默认为高电平，所以需要把3.3 V转换成5 V，这里用的电平转换芯片是SN74 ALVC164245，它是16位2.5 V 转为3.3 V或者由3.3 V转为5 V电平的带三态门输出的移位收发器，在这里用的是3.3 V转为5 V电平.硬件电路见图4.电路中2 OE接地，而2DIR接3.3 V，数字2表示第二路，由图4可知只用到第二路，当2 OE为低电平，2DIR为高电平时，A端口处于高阻态，B端口是使能的，所以信号是从A端口到B端口，也就是说PWM波处于输出状态.故障封锁信号如图5所示.图5 故障封锁电路在正常情况下，故障信号BLOCKALL是高电平1，当有故障发生时故障信号BLOCKALL就为低电平0，在更4路PWM相与使得4路输出为0，就把PWM 波封锁了.由于故障信号BLOCKALL牵扯的电路篇幅太大，所以这里给出硬件功能框图以说明硬件设计思想（图6）.在这里需要解释的是：如果有故障信号过来，经过RS触发器后为高电平5 V，高电平5 V是接到三极管的基极来控制三极管的开通，故障显示的电路用的是三极管的共发射极，接法相当于一个开关.所以当信号来时，三极管导通相应的故障灯就亮了.RS触发器出来的故障信号经过集成或门CD4075，是尽量把这么多故障信号转换成一个总的故障信号，再经过一个非门CD4011把故障电平信号反一下变为低电平0，当有故障发生时，也就得到故障信号BLOCKALL为低电平0；没有故障发生时，故障信号BLOCKALL为高电平1.比较电平转换的电路如图7所示.在调试过程中，PWM波参考电压QDVF信号为1 V，PWM波信号QDONE在正常工作时电压有效值为2.1 V，经过比较器L M311出来的电压信号最大为15 V，因为比较器L M311的偏置电压给的是15 V，这样就把PWM波最大为5 V 的信号变成15 V的信号，这里只给出一路PWM波信号，其余三路与此相同.这里出来的PWM波到了IGBT驱动板，再由IGBT驱动板驱动IGBT使其工作.4 实验波形在调试过程中发现高频变压器的原边电压上的尖峰很高，图8是当阻性负载为350 A时的波形，电压尖峰将近400 V，这是谐振电感感应的电压尖峰.为了减小电压尖峰，在谐振电感的两端并上一个耐压值为1 200 V的快恢复二极管，电压波形从图9可以看到，在阻性负载为350 A时的变压器的原边电压尖峰只有100V，电压尖峰消减了300 V，说明此处加上快恢复二极管能起到很好的作用.图10给出的是IGBT的超前桥臂驱动波形，正电压为15 V，负电压为－10 V，负电压是为了让IGBT有效地关断，从图10可以看出，超前臂Q 1和Q 3的驱动信号相反，不存在直通情况.图11是超前桥臂Q 1的GE，CE电压波形，1是驱动信号，2是IGBT的CE的电压波形，由此图看出，当驱动信号关断时，IGBT的CE电压由0开始慢慢上升实现了零电压关断，当驱动信号打开时，IGBT的CE端的电压几乎为0，实现了零电压开通，带轻载时都能实现零电压开通，根据式（3）可知，重载时更容易实现零电压开通.图11 带载35 A时Q1的GE，CE的电压波形最后是突加突减实验波形，突加实验是从电流35 A增加到350 A（图12），突减实验是从电流350 A降到35 A的情况（图13）.图12 从35 A到350 A时的电压突加波形图13 从350 A降到35 A时的电压突减波形5 结论实验证明移相全桥ZVS拓扑结构能够实现零电压开通，减少开关损耗，而且动态性能比较好，适用于大功率的直流电源的软开关电路［4］.［参考文献］［1］孔雪娟，彭力，康勇.模块化移相谐振式DC－DC变流器和并联器［J］.电力电子技术，2002，36（5）：40－43.［2］陈坚.电力电子学［M］.北京：高等教育出版社，2009：291－297. ［3］段善旭，余新颜，康勇.便携式逆变弧焊电源［J］.电焊机，2004，33（12）：28－31.［4］阮新波，严仰光.脉宽调制DC／DC全桥变换器的软开关技术［M］.北京：科学出版社，1999.。
移相全桥为主电路的软开关电源设计详解
移相全桥为主电路的软开关电源设计详解2014-09-11 11:10 来源：电源网作者：铃铛移相全桥变换器可以大大减少功率管的开关电压、电流应力和尖刺干扰，降低损耗，提高开关频率。
如何以UC3875为核心，设计一款基于PWM软开关模式的开关电源?请见下文详解。
主电路分析这款软开关电源采用了全桥变换器结构，使用MOSFET作为开关管来使用，参数为1000V/24A。
采用移相ZVZCSPWM控制，即超前臂开关管实现ZVS、滞后臂开关管实现ZCS。
电路结构简图如图1，VT1~VT4是全桥变换器的四只MOSFET开关管，VD1、VD2分别是超前臂开关管VT1、VT2的反并超快恢复二极管，C1、C2分别是为了实现VTl、VT2的ZVS设置的高频电容，VD3、VD4是反向电流阻断二极管，用来实现滞后臂VT3、VT4的ZCS，Llk为变压器漏感，Cb为阻断电容，T 为主变压器，副边由VD5~VD8构成的高频整流电路以及Lf、C3、C4等滤波器件组成。
图1 1.2kw软开关直流电源电路结构简图其基本工作原理如下：当开关管VT1、VT4或VT2、VT3同时导通时，电路工作情况与全桥变换器的硬开关工作模式情况一样，主变压器原边向负载提供能量。
通过移相控制，在关断VT1时并不马上关断VT4，而是根据输出反馈信号决定移相角，经过一定时间后再关断VT4，在关断VT1之前，由于VT1导通，其并联电容C1上电压等于VT1的导通压降，理想状况下其值为零，当关断VT1时刻，C1开始充电，由于电容电压不能突变，因此，VT1即是零电压关断。
由于变压器漏感L1k以及副边整流滤波电感的作用，VT1关断后，原边电流不能突变，继续给Cb充电，同时C2也通过原边放电，当C2电压降到零后，VD2自然导通，这时开通VT2，则VT2即是零电压开通。
当C1充满电、C2放电完毕后，由于VD2是导通的，此时加在变压器原边绕组和漏感上的电压为阻断电容Cb两端电压，原边电流开始减小，但继续给Cb 充电，直到原边电流为零，这时由于VD4的阻断作用，电容Cb不能通过VT2、VT4、VD4进行放电，Cb两端电压维持不变，这时流过VT4电流为零，关断VT4即是零电流关断。
移相全桥ZVS 及ZVZCS 的拓扑结构分析
移相全桥ZVS 及ZVZCS 的拓扑结构分析
1. 引言
移相控制方式是控制型软开关技术在全开关PWM 拓扑的两态开关模式（通态和断态）通过控制方法变为三态开关工作模式（通态断态和续流态），在续流态中实现开关管的软开关。
全桥移相ZVS-PWM DC/DC 变换拓扑自出现以来，得到了广泛应用，其有如下优点：
●充分利用电路中的寄生参数（开关管的输出寄生电容和高频变压器的漏感，实现有源开关器件的零电压开关）
●功率拓扑结构简单
●功率半导体器体的低电压应力和电流应力
●频率固定
●移相控制电路简单
全桥移相电路具有以上优点，但也依然存在如下缺点：
●占空比丢失
●变压器原边串联电感和副边整流二极管寄生电容振荡
●拓扑只能在轻载到满载的负载范围内，实现零电压软开关
目前该拓扑的研究及成果主要集中在以下方面
●减小副边二极管上的电压振荡
●减少拓扑占空比丢失
●增大拓扑零电压软开关的负载适应范围
●循环电流的减小和系统通态损耗的降低
2. 典型的zvs 电路拓扑
2.1 原边串联电感电路。
ZVS移相全桥变换器设计
ZVS移相全桥变换器设计ZVS（Zero Voltage Switching）移相全桥变换器是一种高效的电力转换装置，它能够实现能量的高效传输和转换。
在本文中，我们将详细介绍ZVS移相全桥变换器的设计原理、工作原理和关键技术。
1.设计原理（1）ZVS技术：ZVS技术能够将开关管的开关转换时刻与输入电流或输出电压为零的时刻相匹配，从而避免了开关管的开关损耗和开关管产生的电磁干扰。
（2）全桥变换器：全桥变换器采用四个开关管和两个二极管，能够实现输入电压的极性逆变和输出电流的正向流动。
2.工作原理（1）开关管S1和S2导通，开关管S3和S4关闭，输入电源向电感L1充电；（2）当开关管S1和S2关闭，开关管S3和S4导通时，电感L1释放能量供应给负载；（3）根据负载的需求，通过控制开关管S1、S2、S3和S4的导通和关闭，实现输入电压的极性逆变和输出电流的正向流动；（4）根据输入电压的大小、负载的需求和输出电流的波形来控制开关管的开关时刻，实现ZVS操作。
3.关键技术（1）开关管的选择和驱动：选择低导通电阻、低开关损耗的开关管，并使用高效的驱动电路，确保开关管能够在ZVS模式下正常工作。
（2）电感和电容的选择：选择合适的电感和电容数值，以及合适的磁芯材料，提高转换器的功率密度和效率。
（3）控制策略：根据负载的需求和输入电压的变化，采用合适的控制策略，如频率控制、幅度控制、相位控制等，实现最佳的动态响应和效率。
4.实际应用总结：ZVS移相全桥变换器是一种高效的电力转换装置，其设计原理基于ZVS技术和全桥变换器。
通过合适的开关管选择、驱动设计、电感和电容选择以及控制策略的优化，可以实现高效的能量传输和转换。
在实际应用中，ZVS移相全桥变换器能够带来高效、稳定和低干扰的性能优势。
关于移相控制全桥ZVS电源系统的建模和仿真分析
关于移相控制全桥ZVS电源系统的建模和仿真分析
计算机仿真是一种高效、高精度、高经济性和高可靠性研制开关电源的方法，应用计算机仿真技术可以减少设计周期和开发成本，并改进开关电源电路的可靠性。
Saber是当今世界上功能强大的电力电子仿真软件之一，它具有大量的电源专用器件和功率电子器件模型，并提供高精度的电路仿真模型单元库。
数字化是开关电源的发展趋势，它可以实现快速、灵活的控制设计，改善电路的瞬态响应性能，使之速度更快、精度更高，可靠性更强。
因此，本文基于Saber仿真软件对采用数字控制的大功率移相控制全桥ZVS电源系统（12 V /5 000 A）进行了建模、仿真，并对仿真结果进行了分析。
1 主电路的建模
移相控制全桥ZVS2PWM变换器电路实现简单、工作可靠，而且充分利用了器件的寄生参数，不需要加入辅助电路，比较适合大功率低压大电流的应用场合，其主电路结构如图1所示。
图1 移相控制全桥ZVS2PWM电源系统主电路
Saber软件提供了功率器件建模工具Model Ar2chitect,如图2所示为该工具提供的IGBT等效电路模型，根据实际器件的参数调整图2中的各个参数值即可完成建模。
本系统采用IGBT 的型号为CM400HA-24E,其额定参数为1 200 V /400 A.电容c1~c4为外接谐振电容，其中c1 = c3, c2 = c4。
高频变压器采用两个单元变压器串并联的组合方式，它可以使并联的输出。
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ZVS移相全桥低压大电流开关电源的设计∗
徐平凡;肖文勋;刘承香
【期刊名称】《电子器件》
【年(卷),期】2015(38)4
【摘要】设计制作了一款ZVS移相全桥变换器的低压大电流开关电源，详细阐述了部分电路的设计过程和参数计算，并通过抑制桥式变换器中超前/滞后桥臂功率管的高频谐振，降低主电路中上下桥臂的直通风险。
最后设计制作的3 kW(15
V/200 A)低压大电流电源验证了设计的可行性，给出了详细的实验结果，整机效率达90%以上，对电源开发者有一定的借鉴作用。
%A low voltage and high current switching power supply based on ZVS Phase-shifted Full-bridge converter is proposed. And the design process and parameters of power supply are introduced. In order to solve the short cir-cuit problem of bridge arms generated by the oscillation of the MOSFET gate,an improved design of driving circuit is proposed,which can eliminate the parasitic oscillation and voltage spikes effectively. Finally,a 3 kW( 15 V/200 A) prototype converter is built and the experimental results verify the effectiveness of design.
【总页数】4页(P790-793)
【作者】徐平凡;肖文勋;刘承香
【作者单位】中山职业技术学院，电子信息工程学院，广东中山528404;华南理工大学，电力学院，广州510640;深圳艾默生网络能源有限公司，广东深圳518000
【正文语种】中文
【中图分类】TM46
【相关文献】
1.低压大电流移相全桥开关电源的研究 [J], 丁稳房;郜佳辉;杨刚;章子涵
2.基于移相全桥ZVS及同步整流的低压大电流直流变换器研究 [J], 韩一;聂子玲;朱俊杰
3.基于自适应延时的全桥移相ZVSPWM开关电源的设计 [J], 刘红昌;赵慧超;张青利;颜湘武
4.全桥移相ZVS高频开关电源主电路拓扑结构及控制电路的设计方案 [J], 李广和
5.移相全桥ZVS软开关电源研究 [J], 肖永涛;朱理
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