移相全桥
移相全桥 原边电流
移相全桥原边电流摘要：一、移相全桥简介1.概念解释2.主要组成部分二、原边电流分析1.原边电流的产生2.原边电流的计算方法3.原边电流对系统的影响三、移相全桥与原边电流的应用1.应用领域2.优点与局限性四、总结正文：一、移相全桥简介移相全桥（Phase-Shifted Full Bridge，简称PSFB）是一种电压源型逆变器，广泛应用于高压、大功率的电力电子系统中。
它采用四个开关器件，通过调整开关时间，实现对输出电压的调节。
与传统的全桥逆变器相比，移相全桥具有更好的输出电压波形和更低的谐波含量。
二、原边电流分析1.原边电流的产生在移相全桥电路中，原边电流是由负载电流和四个开关器件的导通电流组成的。
当其中一个开关器件导通时，负载电流通过该开关器件流过；当其他开关器件导通时，负载电流则通过另外的开关器件流过。
2.原边电流的计算方法原边电流的计算方法主要包括两种：解析法和数值法。
解析法主要通过分析电路的工作状态，利用微积分等数学方法求解；数值法则是通过计算机仿真或实验测量，得到原边电流的数值。
3.原边电流对系统的影响原边电流的大小和波形对电力电子系统的性能具有重要影响。
原边电流的大小决定了系统的输出功率；原边电流的波形则影响了系统的输出电压质量。
因此，在设计和优化移相全桥电路时，需要对原边电流进行详细的分析。
三、移相全桥与原边电流的应用1.应用领域移相全桥电路广泛应用于新能源、交通运输、工业控制等领域。
例如，在风力发电、光伏发电等可再生能源系统中，移相全桥电路可以实现对输出电压的精确控制，提高系统的整体效率和可靠性。
2.优点与局限性移相全桥电路的优点包括：输出电压波形好、谐波含量低、系统效率高。
然而，它也存在一定的局限性，如：电路结构复杂、控制策略要求高等。
因此，在实际应用中需要根据具体需求权衡选择。
两种新型移相全桥ZVS-PWM变换器拓扑的比较
两种新型移相全桥ZVS-PWM变换器拓扑的比较移相全桥ZVS-PWM变换器是一种高效率、高可靠性的DC-DC变换器，其拓扑结构复杂，但是具有很好的电路性能和电气参数。
在实际应用中，有多种不同的移相全桥ZVS-PWM变换器拓扑可供选择。
本篇文章将比较两种新型移相全桥ZVS-PWM变换器拓扑，分别是基于全桥拓扑的变换器和基于三电平全桥拓扑的变换器。
1. 基于全桥拓扑的变换器基于全桥拓扑的移相全桥ZVS-PWM变换器是最常用的拓扑结构。
该拓扑结构具有轻松实现基本ZVS动作的优点，无需使用任何复杂的电路，而且具有较好的成本和设计灵活性。
在实际应用中，基于全桥拓扑的变换器通常需要使用一些辅助电路，以解决谐振现象。
优点：①电路操作简单，易于实现。
②交流侧的损耗较小。
③实现高功率密度。
缺点：①输出电压受交流电源电压的波动影响较大。
②峰值应力程度较高。
2. 基于三电平全桥拓扑的变换器基于三电平全桥拓扑的移相全桥ZVS-PWM变换器是近年来发展较快的一种拓扑结构。
该拓扑结构下，采用更多的功率器件以及更加复杂的电路拓扑，在谐振问题的处理方面具有重要的优势。
目前该拓扑结构在风能、太阳能等领域得到了广泛应用。
优点：①基本消耗无谐振的电路，减小了电路的开关损耗。
②输出电压呈三级结构，可轻松实现多种电压调节方式。
缺点：①开关器件数目增加，造成电路设计和控制难度大。
②在高频控制时可能造成比较强的谐振噪声。
综上所述，两种新型移相全桥ZVS-PWM变换器拓扑各有优缺点，在选择时应根据实际应用需求进行评估。
虽然基于三电平全桥拓扑的移相全桥ZVS-PWM变换器在谐振问题上更加优越，但其电路复杂度和控制难度也更大，适用于高要求的应用场景。
而基于全桥拓扑的移相全桥ZVS-PWM变换器则相对简单易用，更适用于低功率应用。
数据分析是一种通过数学和统计学方法对数据进行分析和解释，以准确判断数据的意义和价值的方法。
在实际工作中，数据分析在市场调研、销售预测、风险管理、财务报表分析等领域都发挥着重要作用。
移相全桥拓扑原理分析
移相全桥拓扑原理分析移相全桥是一种常见的开关电源电路拓扑结构，也是一种常用的变换器结构。
它具有输入电压范围广、输出功率可调、效率高等优点，被广泛应用于电力电子领域。
移相全桥拓扑电路由四个开关、一个输入电源、一个输出负载和一个输出滤波电容组成。
移相全桥的工作原理基于开关器件的导通和断开来实现电源与负载之间的能量传输。
其中，两个开关称为高侧开关(S1和S2)，两个开关称为低侧开关(S3和S4)。
S1和S3为一组开关，S2和S4为另一组开关，它们分别通过控制信号来实现导通和断开。
在移相全桥拓扑电路中，通过控制高侧开关和低侧开关的导通和断开时序，可以实现对输出电压和电流的控制。
拓扑电路的工作原理可分为四个阶段，即导通阶段、断开阶段、拓扑状态改变阶段和自由回馈阶段。
在导通阶段，高侧开关S1和低侧开关S4导通，低侧开关S3和高侧开关S2断开。
输出滤波电容开始充电，负载开始获取能量。
在断开阶段，高侧开关S1和低侧开关S4断开，低侧开关S3和高侧开关S2导通。
输出滤波电容继续放电，负载继续释放能量。
在拓扑状态改变阶段，高侧开关和低侧开关同时断开，输出电压振荡，然后高侧开关和低侧开关同时导通，输出电压逐渐恢复稳定。
这一过程使得变换器输出电压保持稳定，同时实现输入电源与负载之间的能量传递。
在自由回馈阶段，高侧开关和低侧开关交替导通和断开，向输出负载提供恒定的电能。
总结来说，移相全桥拓扑电路通过控制开关的导通和断开来实现对输出电压和电流的控制。
通过采用PWM技术，可以实现高效率、高精度的功率转换。
移相全桥拓扑电路被广泛应用于电力电子领域，例如开关电源、变频器、电动汽车充电器等。
移相全桥拓扑
移相全桥拓扑
移相全桥拓扑是一种常见的电源拓扑结构，用于驱动高压和高功率负载。
它由四个开关器件组成，其中两个是上管，两个是下管。
开关器件按交叉方式连接，形成一个全桥结构。
移相全桥拓扑的工作原理是通过不同开关器件的控制来改变负载电压和电流的相位，从而实现电能转换。
相位移动通常通过控制信号的延迟来实现。
移相全桥拓扑具有许多优点，如输出电流和电压可以进行独立控制，能够实现高效率转换，具有高功率密度和高可靠性等。
它广泛应用于各种领域，如电力电子、工业控制和高功率电源等。
在移相全桥拓扑的实际应用中，需要考虑许多因素，如开关器件的选择、控制电路的设计以及电磁干扰等。
此外，还需要考虑过载保护和过电压保护等安全问题。
总之，移相全桥拓扑是一种重要的电源拓扑结构，具有广泛的应用前景。
在应用过程中，需要注意其设计和安全问题，以确保其高效稳定地工作。
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移相全桥 并 电容 效率
移相全桥并电容的效率是一个重要的技术指标，通常需要通过实验或计算来评估。
移相全桥并电容是一种常见的电力电子变换器拓扑，它通过将两个桥臂的移相角偏离90度来实现电能的转换。
在这种拓扑中，电容被用来提供所需的直流电压，并通过控制移相角来调节输出电压。
在移相全桥并电容中，效率受到多种因素的影响，包括开关管的导通和关断损耗、电容的ESR（等效串联电阻）以及电路的散热设计等。
其中，开关管的导通和关断损耗是影响效率的主要因素之一。
为了提高移相全桥并电容的效率，可以采取以下措施：
1. 选择低导通损耗的开关管：选择具有低导通电阻和低开关损耗的开关管可以降低导通损耗和开关损
耗。
2. 选择低ESR的电容：选择具有低ESR的电容可以降低电容的损耗。
3. 优化散热设计：通过优化散热设计，如采用更高效的散热器或优化电路布局，可以降低电路的温度，
从而降低损耗。
4. 优化控制策略：通过优化控制策略，如采用更精确的移相控制方法或采用功率因数校正技术，可以降
低开关管的开关频率，从而降低开关损耗。
总之，移相全桥并电容的效率是一个需要考虑多个因素的综合指标。
为了提高效率，需要从器件选择、电路设计、控制策略等多个方面进行优化。
移相全桥
iit0t1 t2t3 t4t5t6 t7t8 t9t8 t9t0(1) t0时刻在此时刻，开关T1与T4已经导通，电源E经开关T1、谐振电感L、负载变压器T和开关T4回地，向负载输出电流i1。
其中谐振电感L为外加电感与变压器漏感之和，电感T为从副边等效过来的电感，其数值要远大于谐振电感L。
从t0直到t1，电流i1缓升。
电路等效为：(2) t1时刻在t1时刻，开关T1断开，电流i1上升到最高点。
由于电感电流不能突变，电流i1仍然从左到右流动，幅值缓降。
由于开关T1断开，此电流向C1充电，同时从C3抽取电流，使A点电位下降，电路等效为：(3) t 11时刻在t 11时刻， A 点电位下降到0电位之下，二极管D 3导通嵌位，电流i 1进一步缓降，电路等效为：(4) t 2时刻在t 2时刻，开关T 3栅控信号开启，T 3被0电压导通。
t 1到t 2为超前臂死区时间。
如果死区时间比较短，t 2可能发生在t 11之前；反之如果死区时间比较长，也可能发生在t 11之后。
无论那种情况，只要此时开关两端电压足够低，都可以认为达到0电压开启的目标。
一般情况下，超前臂实现0电压开启相对比较容易。
当开关T 3栅控信号开启时，只要电流方向为向上，开关T 3被反偏，开关并没有真正导通，直到反偏过程结束。
t 2时刻之后，A 与B 两点电位均为0，A(5) t 3时刻t 3时刻，开关T 4栅控信号消除，T 4被关断。
由于左右两臂均失去主要通道，续流电流i 1将急速下降，这将导致变压器副边两个整流二极管同时导通（图中未表达），等效于变压器T 短路。
因此续流回路只剩下谐振电感L 与C 2和C 4。
此时续流电流i 1也会向C 4充电，同时从C 2抽取电流，使B 点电位上升。
电路等效为：(6) t 31时刻如果前一阶段续流电流i 1仍然足够强，可使B 点电位上升到超过电源电压E ，这时二极管D 2导通嵌位，电流i 1会进一步急降，电路等效为：BB(7) t 32时刻t 31时刻之后，续流电流i 1会急剧下降到0，使B 点电位保持在电源电压E 。
移相全桥的12种模式!
移相全桥的12种模式！在早期的大功率电源（输出功率大于1KW)应用中，硬开关全桥(Full-Bridge)拓扑是应用最为广泛的一种，其特点是开关频率固定，开关管承受的电压与电流应力小，便于控制，特别是适合于低压大电流，以及输出电压与电流变化较大的场合。
但受制千开关器件的损耗，无法将开关频率提升以获得更高的功率密度。
例如：—个SKW的电源，采用硬开关全桥，即使效率做到92%t那么依然还有400W的损耗，那么每提升—个点的效率，就可以减少sow的损耗，特别在多台并机以及长时间运行的系统中，其经济效益相当可观。
随后，人们在硬开关全桥的基础上，开发出了一种软开关的全桥拓扑——移相全桥(P h a s eShi f ting Full-B ridge Converter ,简称PS FB) ,利用功率器件的结电容与变压器的漏感作为谐振元件，使全桥电源的4个开关管依次在零电压下导通(Z ero volt a ge Switching ,简称Z V S), 来实现恒频软开关，提升电源的整体效率与EMI性能，当然还可以提高电源的功率密度。
飞l-图2主功率变换电路困上图是移相全桥的拓扑图，各个元件的意义如下：,----�--�-----· �-一-·-容Ns= Np/nn谐振电感设计：附加谐振电感的目的就是为了实现滞后臂开关管的zvs,如前面的分析，滞后臂谐振时次级电感不能通过变压器反射到初级，为了保证滞后臂的开关管zvs,那么谐振电感的能量必须满足下式：Lrl p2/2=(Vin2*C上管）/2+(Vin2*C下管）/2= Vin2*Clag且P Lr= 2* V in2*Clag /l p2其中Lr: 谐振电感值Vin: 输入电压Clag: 滞后桥臂电容（外加电容与M OS FET结电容）I p: 滞后桥臂关断时刻原边电流大小计算还要考虑以下几点因素：@、Vin应取最高输入电压值，保证任意输入电压下，滞后桥臂均能实现zvs。
移相全桥隔直电容的计算公式
移相全桥隔直电容的计算公式移相全桥隔直电容在电力电子领域中可是个相当重要的角色，它的计算公式对于工程师和相关专业的学生来说，是必须要掌握的知识点。
咱们先来说说移相全桥电路，这玩意儿在电源转换领域那可是应用广泛。
比如说，电脑电源、通信电源，都能看到它的身影。
那为啥要用到隔直电容呢？这就好比在一条路上设置个关卡，防止一些不该过去的东西跑过去，保证电路的稳定和安全运行。
移相全桥隔直电容的计算公式，涉及到很多电路参数，像开关频率、变压器的漏感、最大占空比等等。
具体的公式是：C = (1 - D_max) ×(T_s / 2L_leak) 。
这里面，C 就是隔直电容的容值，D_max 是最大占空比，T_s 是开关周期，L_leak 是变压器的漏感。
我记得有一次，我在实验室里和几个学生一起做一个电源转换的项目。
当时我们就遇到了隔直电容取值的问题。
按照理论计算，我们选了一个电容值，结果电路运行起来不太稳定。
那可把我们急坏了，大家都抓耳挠腮的。
后来，我们一点点排查，发现是我们在计算变压器漏感的时候出现了误差。
经过重新测量和计算，调整了隔直电容的容值，电路终于正常工作了。
那一瞬间，大家都欢呼起来，那种成就感真是没得说。
通过这个小经历，我想跟大家说，公式虽然重要，但实际应用中的各种细节也不能忽略。
比如说，元件的实际参数可能和标称值有偏差，电路中的寄生参数也会影响结果。
所以，在使用移相全桥隔直电容的计算公式时，一定要结合实际情况，多做实验，多调试，才能得到理想的结果。
总之，掌握移相全桥隔直电容的计算公式是基础，但更关键的是要把理论和实践结合起来，这样才能在电力电子的世界里游刃有余。
希望大家在学习和工作中，都能顺利搞定这个小小的电容，让电路乖乖听话，为我们的生活带来更多的便利和惊喜！。
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下文详解。
主电路分析
这款软开关电源采用了全桥变换器结构，使用MOSFET作为开关管来使用，参数为1000V/24A.采用移相ZVZCSPWM控制，即超前臂开关管实现ZVS、滞后臂开关管实
现ZCS.电路结构简图如图1,VT1~VT4是全桥变换器的四只MOSFET开关管，VD1、VD2分别是超前臂开关管VT1、VT2的反并超快恢复二极管，C1、C2分别是为了实现VTl、VT2的ZVS设置的高频电容，VD3、VD4是反向电流阻断二极管，用来实现滞后
臂VT3、VT4的ZCS,Llk为变压器漏感，Cb为阻断电容，T为主变压器，副边由
VD5~VD8构成的高频整流电路以及Lf、C3、C4等滤波器件组成。
图1 1.2kw软开关直流电源电路结构简图
其基本工作原理如下：
当开关管VT1、VT4或VT2、VT3同时导通时，电路工作情况与全桥变换器的硬开
关工作模式情况一样，主变压器原边向负载提供能量。
通过移相控制，在关断VT1时并不马上关断VT4,而是根据输出反馈信号决定移相角，经过一定时间后再关断VT4,在关断
VT1之前，由于VT1导通，其并联电容C1上电压等于VT1的导通压降，理想状况下其
值为零，当关断VT1时刻，C1开始充电，由于电容电压不能突变，因此，VT1即是零电
压关断。
由于变压器漏感L1k以及副边整流滤波电感的作用，VT1关断后，原边电流不能突变，继续给Cb充电，同时C2也通过原边放电，当C2电压降到零后，VD2自然导通，这时
开通VT2,则VT2即是零电压开通。
当C1充满电、C2放电完毕后，由于VD2是导通的，此时加在变压器原边绕组和漏感上的电压为阻断电容Cb两端电压，原边电流开始减小，但继续给Cb充电，直到原边电流为零，这时由于VD4的阻断作用，电容Cb不能通过VT2、VT4、VD4进行放电，Cb两端电压维持不变，这时流过VT4电流为零，关断VT4即是零电流关断。
关断VT4以后，经过预先设置的死区时间后开通VT3,由于电压器漏感的存在，原边电流不能突变，因此VT3即是零电流开通。
VT2、VT3同时导通后原边向负载提供能量，一定时间后关断VT2.由于C2的存在，VT2是零电压关断，如同前面分析，原边电流这时不能突变，C1经过VD3、VT3.Cb放电完毕后，VD1自然导通，此时开通VT1即是零电压开通，由于VD3的阻断，原边电流降为零以后，关断VT3,则VT3即是零电流关断，经过预选设置好的死区时间延迟后开通VT4,由于变压器漏感及副边滤波电感的作用，原边电流不能突变，VT4即是零电流开通。
ZVZCS PWM全桥变换器拓扑的理想工作波形如图2所示，其中Uab表示主电路图3中a、b两点之间的电压，ip为变压器T原边电流，Ucb为阻断电容Ub上的电压，Urect是副边整流后的电压。
图2 理想工作波形
UC3875的主控制回路设计
为了实现主回路开关管ZVZCS软开关，采用UC3875为其设计了PWM移相控制电路，如图3所示。
考虑到所选MOSFET功率比较大，对芯片的四个输出驱动信号进行了
功率放大，再经高频脉冲变压器T1、T2隔离，最后经过驱动电路驱动MOSFET开关管。
图3 PWM移相控制电路
整个控制系统所有供电均用同一个15V直流电源，实验中设置开关频率为70kHz,死
区时间设置为1.5μs,采用简单的电压控制模式，电源输出直流电压通过采样电路、光电
隔离电路后形成控制信号，输入到UC3875误差放大器的EA,控制UC3875误差放大器
的输出，从而控制芯片四个输出之间的移相角大小，使电源能够稳定工作，图中R6、C5
接在EA和E/AOUT之间构成PI控制。
在本设计中把CS+端用作故障保护电路，当发生
输出过压、输出过流、高频变原边过流、开关管过热等故障时，通过一定的转换电路，把
故障信号转换为高于2.5V的电压接到CS+端，使UC3875四个输出驱动信号全为低电平，对电路实现保护。
图4是开关管的驱动电路。
隔离变压器的设计采用AP法，变比为1:1.3的三绕组变压器。
UC3875输出的单极性脉冲经过放大电路、隔离电路和驱动电路后形成+12V/一5V的双极性驱动脉冲，保证开关管的稳定开通和关断。
图4 开关管的驱动电路
仿真与实验结果分析
PSpice是一款功能强大的电路分析软件，对开关频率70kHz的ZVZCS软开关电源的仿真是在PSpice9.1平台上进行的。
实验样机的主回路结构采用图1所示的电路拓扑，阻断二极管采用超快恢复大功率二极管RHRG30120,其反向恢复时间在100ns以内，满足70kHz开关频率的要求。
开关管MOSFET采用IXYS公司的IXFK24N100开关管，这种型号MOS管自身反并有超快恢复二极管，其反向恢复时间约250ns。
图5是超前桥臂开关管驱动电压与管压降波形图，（a）为仿真波形、（b）为实验波形，可见超前臂开关管完全实现了ZVS开通，VT1、VT2关断时是依赖其自身很小的结
电容来实现的，从图中可以看出，关断时也基本实现了ZVS关断。
图5 超前桥臂开关管驱动电压与管压降波形图
图6 滞后桥臂开关管驱动电压与电流波形图
图6是滞后桥臂开关管驱动电压与电流波形图，（a）为仿真波形、（b）为实验波形；
图7是滞后桥臂开关管管压降与电流波形图，（a）为仿真波形、（b）为实验波形。
图7 滞后桥臂开关管VT3和VT4实现ZCS关断
从图6、图7可以看出滞后臂开关管VT3、VT4很好地实现了ZCS关断，关断时开
关管电流已经为零。
滞后臂开关管完全开通之前，开关管电流也几乎为零，基本实现了ZCS开通。
而且滞后桥臂开关管VT3、VT4可以在很大负载范围内实现ZCS开关。
图8是两桥臂中点之间的电压Uab的波形图，（a）为仿真波形、（b）为实验波形。
图8 Uab的波形
图9是阻断电容Cb上的电压U曲波形，（a）为仿真波形、（b）为实验波形。
图9 Ucb的波形
从上图可以看出，由于有Ucb的存在，Uab不是一个方波。
当Uab=0时，阻断电容Cb上的电压Ucb使原边电流ip逐渐减小到零，由于阻断二极管的阻断作用，ip不能反向流动，从而实现了滞后桥臂的ZCS开关。
综上所述，我们能够发现，采用UC3875作为核心控制器件的好处是结构简单、性能可靠。
并且主电路的开关管全部实现了软开关，同时还避免了ZVS以及ZCS模式当中常见的一些错误。
能够显着的减少在开关过程当中开关管发生的损耗，进而提高开关频率，减少电源的体积并减轻重量。