移相全桥电路
移相全桥ic内部电路
移相全桥ic内部电路
移相全桥IC（Integrated Circuit）内部电路通常由四个功率MOSFET（金属-氧化物半导体场效应晶体管）、一个移相控制电路以及一些辅助电路组成。
功率MOSFET是IC的核心元件，它们用于控制并驱动负载电流。
这些MOSFET 通常由N型和P型MOSFET组成，可以通过控制其开关状态来产生正、负半个周期的输出电流。
移相控制电路负责生成精确的相位控制信号，该信号确定了MOSFET开关的时序和工作状态。
移相控制电路通常由一个比较器、一个时钟产生器和一个错误校正电路组成。
辅助电路主要包括过流保护电路、过温保护电路和电源管理电路等。
这些电路用于保护IC免受过电流、过温和电源波动等可能的损害。
总之，移相全桥IC内部电路是一个复杂的集成电路系统，通过控制和驱动功率MOSFET来产生精确的移相输出电流，达到移相全桥的功能。
两种新型移相全桥ZVS-PWM变换器拓扑的比较
两种新型移相全桥ZVS-PWM变换器拓扑的比较移相全桥ZVS-PWM变换器是一种高效率、高可靠性的DC-DC变换器，其拓扑结构复杂，但是具有很好的电路性能和电气参数。
在实际应用中，有多种不同的移相全桥ZVS-PWM变换器拓扑可供选择。
本篇文章将比较两种新型移相全桥ZVS-PWM变换器拓扑，分别是基于全桥拓扑的变换器和基于三电平全桥拓扑的变换器。
1. 基于全桥拓扑的变换器基于全桥拓扑的移相全桥ZVS-PWM变换器是最常用的拓扑结构。
该拓扑结构具有轻松实现基本ZVS动作的优点，无需使用任何复杂的电路，而且具有较好的成本和设计灵活性。
在实际应用中，基于全桥拓扑的变换器通常需要使用一些辅助电路，以解决谐振现象。
优点：①电路操作简单，易于实现。
②交流侧的损耗较小。
③实现高功率密度。
缺点：①输出电压受交流电源电压的波动影响较大。
②峰值应力程度较高。
2. 基于三电平全桥拓扑的变换器基于三电平全桥拓扑的移相全桥ZVS-PWM变换器是近年来发展较快的一种拓扑结构。
该拓扑结构下，采用更多的功率器件以及更加复杂的电路拓扑，在谐振问题的处理方面具有重要的优势。
目前该拓扑结构在风能、太阳能等领域得到了广泛应用。
优点：①基本消耗无谐振的电路，减小了电路的开关损耗。
②输出电压呈三级结构，可轻松实现多种电压调节方式。
缺点：①开关器件数目增加，造成电路设计和控制难度大。
②在高频控制时可能造成比较强的谐振噪声。
综上所述，两种新型移相全桥ZVS-PWM变换器拓扑各有优缺点，在选择时应根据实际应用需求进行评估。
虽然基于三电平全桥拓扑的移相全桥ZVS-PWM变换器在谐振问题上更加优越，但其电路复杂度和控制难度也更大，适用于高要求的应用场景。
而基于全桥拓扑的移相全桥ZVS-PWM变换器则相对简单易用，更适用于低功率应用。
数据分析是一种通过数学和统计学方法对数据进行分析和解释，以准确判断数据的意义和价值的方法。
在实际工作中，数据分析在市场调研、销售预测、风险管理、财务报表分析等领域都发挥着重要作用。
第六章 软开关技术(移相全桥ZVS软开关电路分析)
td (lead ) 2CleadVin / I1
在这段时间里，原边电流等于折算到 原边的滤波电 ) / K
4.开关模态3 在 t2 时刻，关断 Q4，原边电流 i p 转 移到 C2和 C4中，一方面抽走 C2上的 电荷，另一方面又给 C4充电。 由于C2 和C4 的存在，Q4的电压是从零 慢慢上升的，因此 Q4是零电压关 断。这段时间里谐振电感 Lr 和C2 及 C4在谐振工作。原边电流 i p 和 C4 的电压分别为： 电容C2 ，
2.开关模态1 在 t 0 时刻关断Q 1，原边电流 i p 从 Q 1中转移到到 C3和 C1 支路中，给
C1充电，同时 C3被放电。 电容 C1 的电压从零开始线性上升
电容 C3 的电压从 Vin开始线性下降 Q 1是零电压关断。
i p (t ) I p (t0 ) I1
vC1 (t )
到 t4 时刻，原边电流从 I p (t3 )下降到 零，二极管 D2和 D3自然关断。 持续时间为： t L I (t ) / V
34 r P 3
Vin i p (t ) I p (t3 ) (t t3 ) Lr
in
6. 开关模态5 在 t 4 时刻，原边电流流经 Q2和 Q3。 由于原边电流仍不足以提供负载 电流，负载电流仍由两个整流管 提供回路，因此原边绕组电压仍 然为零，加在谐振电感两端电压 是电源电压Vin ，原边电流反向线 性增加。
到 t5 时刻，原边电流达到折算到原 I Lf (t5 ) / K 值，该开 边的负载电流 关模态结束。 持续时间为： L I (t ) / K
Vin i p (t ) (t t4 ) Lr
t45
移相全桥电路工作原理
移相全桥电路工作原理是电容一通电,电路就给电容充电,一开始瞬间充电的电流为最大值,电压趋于0,随着电容充电量增加,电流渐而变小,电压渐而增加,至电容充电结束时,电容充电电流趋于0,电容端电压为电路的最大值,这样就完成了一个充电周期,如果取电容的端电压作为输出,即可得到一个滞后于电流90度的称移相电压。
移相电路就是驱动波形的相位向前或向后移动它的角度，利用相位的漂移来进行你的设备，达到你的目的。
比如全桥移相电源控制技术，就是利用移相来控制输出电压的高低，利用相位的相角来调节变压的磁通密度。
改变输出电压的高低。
移相全桥的原理与设计简介
• 测试PFC 二极管的电压应力时，地线需接 阴极，否则甚至会引起PFC工作不稳定的 现象（叫机）。如下图所示：
四、磁性器件设计
• 简要计算： • 1.主变压器：双EE4242B，f＝100KHZ，Ae＝
178mm^2，D=0.90,Ton＝4. 5us，VIN＝380V， 工作于第一、三象限。 N1＝，提前关断； • Q40比Q37提前导通，提前关断。
• 当对角管Q39和Q38，或Q40和Q37同时导 通时，初级才存在正向（或负向）的方波 电压。由电感公式U＝L*dI/dt可知，初级电 流线性变化。
• Q39提前关断，Q40的DS电压会下降，初 级电流需抽走Q40的DS结电容的电荷，同 时给Q39的结电容充电。
• 当Q40的DS电压下降为负压时，Q40的体 二极管导通，DS电压被箝位，近似为零。 如果此时给出Q40驱动，就能实现ZVS。
根据上述分析， 有3个方法，有利于实现ZVS： 1.增加励磁电流 2.加大谐振电感 3.增加死区时间
ZVS示意波形可参考如下：
• Q40和Q38同时导通时，初级变压器绕组上的 电压为零，不传送能量。要保持电感电流不变， 初级电流处于环流状态，存在较大的导通损耗， 电流再次下降。
• Pin11 ADS 可变死区设置
• 较大的死区时间会减小占空比的利用率，降低变换器的 效率。UCC3895集成了死区调节功能，即在负载增大时， 减小死区时间，提高重载时的占空比利用率。通过合理 设置PIN12、PIN11之间的电阻比值，可以提供可变的死 区时间，如下图所示：
• PIN7、PIN8：用于设置开关频率。 • PIN4：VREF
• 当Q37、Q40同时导通时，由于初级电流减小， 次级绕组无法完全提供负载电流，次级的两个整 流二极管同时处于导通、续流状态，次级绕组短 路。因此，初级的方波电压完全施加与谐振电感 上，此时副边存在占空比丢失现象。
移相全桥隔直电容的计算公式
移相全桥隔直电容的计算公式移相全桥隔直电容在电力电子领域中可是个相当重要的角色，它的计算公式对于工程师和相关专业的学生来说，是必须要掌握的知识点。
咱们先来说说移相全桥电路，这玩意儿在电源转换领域那可是应用广泛。
比如说，电脑电源、通信电源，都能看到它的身影。
那为啥要用到隔直电容呢？这就好比在一条路上设置个关卡，防止一些不该过去的东西跑过去，保证电路的稳定和安全运行。
移相全桥隔直电容的计算公式，涉及到很多电路参数，像开关频率、变压器的漏感、最大占空比等等。
具体的公式是：C = (1 - D_max) ×(T_s / 2L_leak) 。
这里面，C 就是隔直电容的容值，D_max 是最大占空比，T_s 是开关周期，L_leak 是变压器的漏感。
我记得有一次，我在实验室里和几个学生一起做一个电源转换的项目。
当时我们就遇到了隔直电容取值的问题。
按照理论计算，我们选了一个电容值，结果电路运行起来不太稳定。
那可把我们急坏了，大家都抓耳挠腮的。
后来，我们一点点排查，发现是我们在计算变压器漏感的时候出现了误差。
经过重新测量和计算，调整了隔直电容的容值，电路终于正常工作了。
那一瞬间，大家都欢呼起来，那种成就感真是没得说。
通过这个小经历，我想跟大家说，公式虽然重要，但实际应用中的各种细节也不能忽略。
比如说，元件的实际参数可能和标称值有偏差，电路中的寄生参数也会影响结果。
所以，在使用移相全桥隔直电容的计算公式时，一定要结合实际情况，多做实验，多调试，才能得到理想的结果。
总之，掌握移相全桥隔直电容的计算公式是基础，但更关键的是要把理论和实践结合起来，这样才能在电力电子的世界里游刃有余。
希望大家在学习和工作中，都能顺利搞定这个小小的电容，让电路乖乖听话，为我们的生活带来更多的便利和惊喜！。
移相全桥为主电路的软开关电源设计详解
移相全桥为主电路的软开关电源设计详解2014-09-11 11:10 来源：电源网作者：铃铛移相全桥变换器可以大大减少功率管的开关电压、电流应力和尖刺干扰，降低损耗，提高开关频率。
如何以UC3875为核心，设计一款基于PWM软开关模式的开关电源?请见下文详解。
主电路分析这款软开关电源采用了全桥变换器结构，使用MOSFET作为开关管来使用，参数为1000V/24A。
采用移相ZVZCSPWM控制，即超前臂开关管实现ZVS、滞后臂开关管实现ZCS。
电路结构简图如图1，VT1~VT4是全桥变换器的四只MOSFET开关管，VD1、VD2分别是超前臂开关管VT1、VT2的反并超快恢复二极管，C1、C2分别是为了实现VTl、VT2的ZVS设置的高频电容，VD3、VD4是反向电流阻断二极管，用来实现滞后臂VT3、VT4的ZCS，Llk为变压器漏感，Cb为阻断电容，T 为主变压器，副边由VD5~VD8构成的高频整流电路以及Lf、C3、C4等滤波器件组成。
图1 1.2kw软开关直流电源电路结构简图其基本工作原理如下：当开关管VT1、VT4或VT2、VT3同时导通时，电路工作情况与全桥变换器的硬开关工作模式情况一样，主变压器原边向负载提供能量。
通过移相控制，在关断VT1时并不马上关断VT4，而是根据输出反馈信号决定移相角，经过一定时间后再关断VT4，在关断VT1之前，由于VT1导通，其并联电容C1上电压等于VT1的导通压降，理想状况下其值为零，当关断VT1时刻，C1开始充电，由于电容电压不能突变，因此，VT1即是零电压关断。
由于变压器漏感L1k以及副边整流滤波电感的作用，VT1关断后，原边电流不能突变，继续给Cb充电，同时C2也通过原边放电，当C2电压降到零后，VD2自然导通，这时开通VT2，则VT2即是零电压开通。
当C1充满电、C2放电完毕后，由于VD2是导通的，此时加在变压器原边绕组和漏感上的电压为阻断电容Cb两端电压，原边电流开始减小，但继续给Cb 充电，直到原边电流为零，这时由于VD4的阻断作用，电容Cb不能通过VT2、VT4、VD4进行放电，Cb两端电压维持不变，这时流过VT4电流为零，关断VT4即是零电流关断。
UCC28950移相全桥设计的指南
UCC2895移相全桥设计指南一，拓扑结构及工作原理(i)主电路拓扑本设计采用ZVZCS PWM移相全桥变换器，采用增加辅助电路的方法复位变压器原边电流，实现了超前桥臂的零电压开关电流开关(ZCS)。
电路拓扑如图3.6所示图1模式1主电路简化图及等效电路图②模式2当S|、S4导通时，电源对变压器初级绕组正向充电，将能量提供给负载，同时，输出端钳位电容Cc充电。
当关断S时，电源对C i 充电，C2通过变压器初级绕组放电。
由于C1的存在，S|为零电压关断，此时变压器漏感L k和输出滤波电感L o串联，共同提供能量，由于Cc的存在使得变压器副边电压下降速度比原边慢，导致电位差并产生感应电动势作用于L k，加速了C2的放电，为S2的零电压开通提供条件。
当Cc放电完全后，整流二极管全部导通续流，在续流期间原边电流已复位，此时关段S4，开通S3，由于漏感L k两边电流不能突变，所以S4为零电流关断，S3为零电流开通。
(2)主电路工作过程分析[7]半个周期内将全桥变换器的工作状态分为①模式18种模式。
(ZVS)和滞后桥臂的零5图4模式4主电路简化图及等效电路图图5模式5主电路简化图及等效电路图③模式3 ④模式4 14DD图2模式2简化电路图 (1)U 图3模式3简化电路图u⑤模式5Jilin⑥模式6图6模式6主电路简化图及等效电路图⑧模式8图8模式8主电路简化电路图二，关键冋题1：滞后臂较难实现 ZVS原因：滞后臂谐振的时候，次级绕组短路被钳位，所以副边电感无法反射到原边参加谐振，导致谐振的能量只能由谐振电感提供，如果能量不够, 就会出现无法将滞后臂管子并联的谐振电容电压谐振到0V.解决方法：① 、增大励磁电流。
但会增大器件与变压器损耗。
② 、增大谐振电感。
但会造成副边占空比丢失更严重。
③ 、增加辅助谐振网络。
但会增加成本与体积。
⑦模式7 图7模式7主电路简化电路图2,畐V边占空比的丢失原因：移相全桥的原边电流存在着一个剧烈的换流过程，此时原边电流不足以提供副边的负载电流，因此副边电感就会导通另一个二极管续流，即副边处于近似短路状态；Dloss与谐振电感量大小以及负载RL大小成正比，与输入电压大小成反比。
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主题: 移相全桥滞后臂驱动波形疑问:
移相全桥软开关，2000w电源，驱动波形不正常。
大家帮忙分析一下，黄色为ds波形。
蓝色为驱动波形
疑问：
1.为什么ds有震荡？
2.这是滞后臂下管驱动波形。
为什么关段时死区时间没有了。
滞后臂上管的驱动波形正好和下管相反，开通时死区时间没有了？
3、谐振电容和电感应该选择多大的？
Answer：
1、驱动凹下去的那块是米勒效应区，这个可以加大驱动能力减弱。
2、关断时死区没有了，在驱动变压器副边加快速关断电路试试，或者就是在驱动电阻上反并联一个二极管。
3、谐振参数计算是比较的复杂的，一般2KW电压，取15UH就可以了，当然得看看您的变压器变比，输出电流折算到原边的大小，来确定。
I为原边电流，CMOS为MOS并联电容大小，您可以自己算算了，您这样的一个参数15UH 偏小了，我看您的波形您已经软开关了啊。
4、是实现软开关了但是滞后臂的驱动波形在关断是死区时间还不是很好所以经常炸管。
这是原边电流波形
变压器原边电压波形
变压器副边电压波形
输出整流二极管电压波形
Answer：
滞后臂炸管：
第一个排除：过温问题，看看您的MOS管的稳定是否超过降额。
第二个排除:死区时间问题，您的滞后臂死区时间是否大于您的体二极管的反向恢复时间呢？这个一定要大于，必须的大于。
第三个：您的驱动是否收到干扰呢，波形是否很干净。
您发的波形基本没发现什么问题，您为什么不加个原边牵位二极管呢，把输出震荡搞定呢？
1、对于死区时间你要实测你管子哪里的驱动，用示波器读出来，因为很多的时候设置变压器驱动死区会和你设置的不一致的。
2.、IGBT比较适合做零电流，因为他的拖尾电流严重，做零电压没意义的，MOS适合零电压的。
3、IGBT必须加负压关断才比较的可靠。