采用折叠式结构的两级全差分运算放大器的设计

目录1. 设计指标 (1)2. 运算放大器主体结构的选择 (1)3. 共模反馈电路（CMFB）的选择 (1)4. 运算放大器设计策略 (2)5. 手工设计过程 (2)5.1 运算放大器参数的确定 (2)5.1.1 补偿电容Cc和调零电阻的确定 (2)5.1.2 确定输入级尾电流I0的大小和M0的宽长比 (3)5.1.3 确定M1和M2的宽长比 (3)5.1.4确定M5、M6的宽长比 (3)5.1.5 确定M7、M8、M9和M10宽长比 (3)5.1.6 确定M3和M4宽长比 (3)5.1.7 确定M11、M12、M13和M14的宽长比 (4)5.1.8 确定偏置电压 (4)5.2 CMFB参数的确定 (4)6. HSPICE仿真 (5)6.1 直流参数仿真 (5)6.1.1共模输入电压范围（ICMR） (5)6.1.2 输出电压范围测试 (6)6.2 交流参数仿真 (6)6.2.1 开环增益、增益带宽积、相位裕度、增益裕度的仿真 (6)6.2.2 共模抑制比（CMRR）的仿真 (7)6.2.3电源抑制比（PSRR）的仿真 (8)6.2.4输出阻抗仿真 (9)6.3瞬态参数仿真 (10)6.3.1 转换速率（SR） (10)6.3.2 输入正弦信号的仿真 (11)7. 设计总结 (11)附录（整体电路的网表文件） (12)采用折叠式结构的两级全差分运算放大器的设计1. 设计指标5000/ 2.5 2.551010/21~22v DD SS L out dias A V VV V V VGB MHz C pF SR V s V V ICMR V P mWµ>==−==>=±=−≤的范围2. 运算放大器主体结构的选择图1 折叠式共源共栅两级运算放大器运算放大器有很多种结构，按照不同的标准有不同的分类。

从电路结构来看, 有套筒式共源共栅、折叠式共源共栅、增益提高式和一般的两级运算放大器等。

本设计采用的是如图1所示的折叠式共源共栅两级运算放大器，采用折叠式结构可以获得很高的共模输入电压范围，与套筒式的结构相比，可以获得更大的输出电压摆幅。

由于折叠式共源共栅放大器输出电压增益没有套筒式结构电压增益那么高，因此为了得到更高的增益，本设计采用了两级运放结构，第一级由M0-M10构成折叠式共源共栅结构，第二级由M11-M14构成共源级结构，既可以提高电压的增益，又可以获得比第一级更高的输出电压摆幅。

为了保证运放在闭环状态下能稳定的工作，本设计通过米勒补偿电容Cc 和调零电阻Rz 对运放进行补偿，提高相位裕量！另外，本文设计的是全差分运算放大器，与单端输出的运算放大器相比较，可以获得更高的共模抑制比，避免镜像极点及输出电压摆幅。

3. 共模反馈电路（CMFB ）的选择由于采用的是高增益的全差分结构，输出共模电平对器件的特性和失配相当敏感，而且不能通过差动反馈来达到稳定，因此，必须增加共模反馈电路（CMFB ）来检测两个输出端的共模电平。

CMFB的实现有连续时间方法和开关电容方法。

本文采用连续时间方法, 如图2所示, 共模采样端输出共模电平通过2个相等的电阻R采样。

为了稳定CMFB反馈电路，在两个电阻端额外并联两个较小的电容，这种结构能确保在一个很大电压范围内会有全平衡输出。

V ref 是共模参考电平, 这个电路和MF0 ~ MF4 共同构成一个闭环负反馈回路, 使共源输出级的共模电平近似等于V ref 。

由于这两级电路的内部都是低阻抗节点, 因此可达到较大的开环单位增益带宽。

一般情况下, 只要共模输入信号的带宽小于CMFB 的单位增益带宽就可保证电路共模电平稳定。

图2 共模反馈电路4.运算放大器设计策略在确定好了运算放大器的结构之后，先设计运放的主体结构，在确定好了运放的直流工作点后，再设计共模反馈电路。

1、根据给出的相位裕量值和负载大小先确定好补偿电容大小和调零电阻的大小。

2、根据转换速率和功耗大小确定好各输入级的尾电流大小和给支路电流大小。

3、由前面确定的电流大小、输入电压范围和输出电压范围以及单位增益带宽GB确定输入级、输出级MOS管的跨导GM和过驱动电压。

4、根据过驱动电压和电流手工计算宽长比大小。

5、在驱动好了所有的运放参数后，用HSPICE软件仿真电路，修改参数，确定直流工作点（保证所有的MOS管工作在饱和区）。

6、设计CMFB电路的参数，用HSPICE软件仿真CMFB电路的带宽和增益大小。

7、将CMFB与运放电路组合再仿真整体电路的各个参数并根据仿真结果修改参数。

5.手工设计过程本设计采用的工艺模型如下：.model NCH nmos vt0=0.7v kp=110u gamma=0.4 lambda=0.04 phi=0.7.model PCH pmos vt0=-0.7v kp=50u gamma=0.57 lambda=0.05 phi=0.85.1 运算放大器参数的确定5.1.1 补偿电容Cc和调零电阻的确定由于电路采用的全差分结构，因此电路如图1所示是对称的结构，因此可以只需分析半边电路。

图1中电路的半边电路图中有四个极点，一个右边平面的零点，其中主极点在M3的漏极，次极点在M14的漏极。

M9的漏极存在一个极点，但是由于处于NMOS共源共栅电流镜中，所以这个极点是同主机点合并的，所以这个极点可以忽略。

另外在折叠点存在一个不能忽略的极点，因为由于M5和M6的存在，会引入比较大的电容，但与次极点相比较，由于次极点引入较大的负载电容，因此，折叠点的极点会比次极点更远离原点的位置，因此，本设计主要分析主极点、次极点和零点。

由于设计指标中的单位增益带宽GB≈gg mm1CCCC=>5MHZ，且PM=>60°，因此设零点Z≈gg mm14CCCC>10GB，为了达到60°的相位余量，则第二主极点|PP2|≈gg mm14CCCC>2.2GB≈2.2gg mm1CCCC，所以Cc>0.22CL，CL=10PF，所以取Cc=2.3PF为了调节右边平面的零点位置，在引入了调零电阻后，零点变化为Z=1CC CC（gggg14−1−RZ），为了消除左边平面的极点P2，则1CC CC（gggg14−1−RZ）=−gg mm14CCCC，即RR ZZ=CC CC+CC LL gg mm13CC CC，在确定好了gg gg14后就可以确定RZ大小。

5.1.2 确定输入级尾电流I0的大小和M0的宽长比根据压摆率SR大小确定尾电流的大小，SR=�II0CC CC II DDDD13−II0CCCC�min,假定SR=II0CC CC，则SR>10V/μμs，则II0>23μμΑ，取II0=30μμΑ。

令M0的过驱动电压VV DDDDDDDD(MM0)=0.4VV，则�WW CC�0=2II MM0KK NN VV DDDDDDDD(MM0)2(1+λλVV DDDD)=3.225.1.3 确定M1和M2的宽长比因为GB≈gg mm1CCCC>5MMMM，因此gg gg1.2≥2π×5×2.3，又II1=0.5II0=15μμΑ且ICMR最小值为-1v,因此取gg gg1=100μμ，则VV DDDDDDDD(MM1.2)=0.3vv。

考虑沟道长度调制效应和体效应，VV DDTT= VV DD0+γγ(�|2ϕϕϕϕ+VV DDSS|−�|2ϕϕϕϕ|)，给M0留0.1V的电压余度，因此VV DDSS1=0.5VV，另外VV DDDD1.2取4V，所以VV DDTT1.2=0.8vv，所以�WW CC�1.2=2II MM0KK NN VV DDDDDDDD(MM0)2(1+λλVV DDDD)=3。

5.1.4确定M5、M6的宽长比由于ICMR最大值大于等于2V，则VV DDDD−|VV DDDD5.6|>VV II II MMDDII−VV DDTT1.2，所以|VV DDDD5.6|<1.3VV，取VV DDDDDDDD(MM5.6)=0.4VV，并给M5和M6留0.1v的余量，所以|VV DDDD5.6|=0.5V。

由于gg gg14>10gg gg1.2(右边平面零点大于10GB)，所以当M14和M1的过驱动电压一致时，则II14>10II1=150u，给II14取160μμΑ，又PP WW≤2mmmm，所以II总<400μμΑ，则II5.6<60μμΑ，给II5.6取40μμΑ的电流值，则�WW CC�5.6=105.1.5 确定M7、M8、M9和M10宽长比由于gg gg14>10gg gg1.2，而M1和M2过驱动电压取为0.3v，因此M14过驱动电压也取0.3V，则M7、M9和M8、M10的漏源电压各取（0.3+0.7）/2=0.5V，流过M7、M8、M9和M10为25μμΑ，所以考虑沟道长度效应和衬底效应后，�WW CC�7.8.9.10=4.975.1.6 确定M3和M4宽长比由于前面已经确定好了M5-M10的漏极电压，所以M3和M4的漏极电压值为2.5V，取M3和M4的过驱动电压值为0.3V，漏极电流为25μμΑ，在考虑衬底效应和沟道效应后，�WW CC�3.4=10。

5.1.7 确定M11、M12、M13和M14的宽长比又前面可知，M12和M14的漏极电流取值为160μμΑ，M14过驱动电压为0.3V，漏源电压为2.5V，则�WW CC�12.14=70，给电流源M11、M13分配0.4V的过驱动电压，则�WW CC�11.13= 30。

5.1.8 确定偏置电压VV SS0=VV DDTT0+VV DDDDDDDD0+VV DDDD=0.7νν+0.4νν−2.5νν=−1.4ννVV CCMMCCSS=VV DDTT5.6+VV DDDDDDDD5.6+VV dddd=2.5νν−(0.7νν+0.4νν)=1.4ννVV SS2=VV DDTT3.4+VV DDDDDDDD3.4+VV DD3=2νν−(0.84νν+0.3νν)=0.86ννVV SS3=VV DDTT7.8+VV DDDDDDDD7.8+VV DD7.8=0.8νν+0.3νν−2νν=−0.9ννVV SS4=VV DDTT9.10+VV DDDDDDDD9.10+VV DDDD=0.7νν+0.3νν−2.5νν=−1.5νν通过HSPICE软件仿真电路的直流工作点，发现有几个MOS管工作在线性区，这主要是由于还没有引入共模反馈电路，上下电流源不匹配，所以修改相应MOS管的参数后，保证了MOS管工作在饱和区，最后运算放大器的参数确定如下表一所以MOS管宽度W(μm) 长度L(μm)M0 3.22 1M1、M2 3 1M3、M4 9.87 1M5、M6 4.97 1 M7、M8、M9、M10 10 1M12、M14 16.52 1M11、M13 11.1 1表一运算放大器MOS管参数5.2 CMFB参数的确定CMFB电路如图2所示，输出端共模电压经过电阻R2和R3采样后，在MF1栅极得到的电压为V=VV OOOODDII�RR3RR2+RR3�+VV OOOODDOO�RR2RR2+RR3�，当R2=R3=R时，V=（VV OOOODDNN+VV OOOODDOO）2，这个电压与MF2的栅级电压参考电压VV rrrrrr比较，将误差电压信号送到MF3的栅极再反馈到运放的M5和M6的栅极，来调节M5和M6的漏极电流，将误差电压转换为电流信号，使得VV OOOODDOO 和VV OOOODDII趋等于Vref。