全差分运算放大器设计

全差分运算放大器设计岳生生（0126）一、设计指标以上华CMOS 工艺设计一个全差分运算放大器，设计指标如下：直流增益：>80dB单位增益带宽：>50MHz负载电容：＝5pF相位裕量：>60度增益裕量：>12dB差分压摆率：>200V/us共模电压：(VDD=5V)差分输入摆幅：>±4V运放结构选择运算放大器的结构重要有三种：（a ）简单两级运放，two-stage 。

如图2所示；（b ）折叠共源共栅，folded-cascode 。

如图3所示；（c ）共源共栅，telescopic 。

如图1的前级所示。

本次设计的运算放大器的设计指标要求差分输出幅度为±4V ，即输出端的所有NMOS 管的,DSAT NV之和小于，输出端的所有PMOS 管的,DSAT PV之和也必须小于。

对于单级的折叠共源共栅和直接共源共栅两种结构，都比较难达到该要求，因此我们采用两级运算放大器结构。

另外，简单的两级运放的直流增益比较小，因此我们采用共源共栅的输入级结构。

考虑到折叠共源共栅输入级结构的功耗比较大，故我们选择直接共源共栅的输入级，最后选择如图1所示的运放结构。

两级运算放大器设计必须保证运放的稳定性，我们用Miller 补偿或Cascode 补偿技术来进行零极点补偿。

性能指标分析差分直流增益 (Adm>80db)该运算放大器存在两级：（1）、Cascode 级增大直流增益（M1-M8）;（2）、共源放大器（M9-M12）第一级增益 1351113571135135753()m m m o o o o o m m m m o o o o m m g g g g g g G A R r r r r g g r r r r=-=-=-+P第二级增益92291129911()m o o o m m o o g g G A R r r g g=-=-=-+P 整个运算放大器的增益：4135912135753911(80)10m m m m overallo o o o m m o o dB g g g gAA A g g g gr r r r ==≥++差分压摆率 （>200V/us ）转换速率（slew rate ）是大信号输入时，电流输出的最大驱动能力。

定义转换速率SR ： 1）、输入级： max1max|2|Cc out DS CCd SR dtI v I CC ===单位增益带宽1m uCgCω=，可以得到1m CugCω=所以 11111112222DS DS DS uueff uDS Cm eff SR I I I V gI CVωωω====其中1eff GS th VV V =-=因此提高两级运算放大器转换速率的可以尽可能增大管子M1的有效电压1eff V。

2）、输出级：max9max|2|Cc out DS CCLd SR dtI v I CC C===+该运算放大器的转换速率139min ,2DS DS C C L SR I I C C C ⎧⎫⎪⎪=⎨⎬+⎪⎪⎩⎭静态功耗：该运放没有功耗指标，这里我们以15mW 为例简单分析。

运放的静态功耗()()91013staticDS DS DS dd ss V V PI I I =-++静态功耗确定了整个电路的静态电流最大值：15350staticDC ddssmwmA V VPI VV ==≈--我们将该电流分配到电路的不同地方。

例如，100ua 给偏置电路，2900ua 归两级放大电路。

相位裕度 >60度，单位增益带宽>40MHz假设运放只有两个极点P1、P2。

（实际上，会有更多的极点，同时还会在右半平面或者左半平面的零点）。

由于密勒补偿电容Cc 的存在， P1和P2将会分开很远。

假设12p p ωω=，这样在单位增益带宽频率uω处第一极点引入-90度相移，整个相位裕度是60度。

所以第二极点在单位增益带宽频率处的相移为-30度。

22212160,90,18030tan 300.577 1.73,2p p up uuPM PM ϕϕϕωωωωωω≥≈=--≤≤=⇒≥o o ooo取＝ 另外，主极点235713573553901195399011()()(1)o o o o o o o m m m m o p Cm m m m Co g g g gg g g g g gr r r r g g g g C C g g ω++≅≅++o1＋，开环增益1359135753911m m m m oo o o o m m o o g g g g A g g g gr r r r =++ 110m up CgA Cωω==p最大化。

为得到高的单位增益带宽，应该使非主极点2共模负反馈：CMFB对于全差分运放，为了稳定输出共模电压，应加入共模负反馈电路。

在设计输出平衡的全差分运算放大器的时候，必须考虑到以下几点：共模负反馈的开环直流增益要求足够大，最好能够于差分开环直流增益相当；共模负反馈的单位增益带宽也要求足够大，最好接近差分单位增益带宽；为了确保共模负反馈的稳定，一般情况下要求进行共模回路补偿；共模信号监测器要求具有很好的线性特性；共模负反馈与差模信号无关，即使差模信号通路是关断的。

该运算放大采用连续时间方式（Continuous-Time Approach）来实现共模负反馈功能。

如图4所示。

该结构共用了共模放大器和差模放大器的输入级中电流镜及输出负载。

这样，一方面降低了功耗；另一方面保证共模放大器与差模放大器在交流特性上保持一致。

因为共模放大器的输出级与差模放大器的输出级可以完全共用，电容补偿电路也一样。

只要差模放大器频率特性是稳定的，则共模负反馈也是稳定的。

这种共模负反馈电路使得全差分运算放大器可以像单端输出的运算放大器一样设计，而不用考虑共模负反馈电路对全差分放大器的影响。

电压偏置电路：宽摆幅电流源（如图5所示）在共源共栅输入级中需要三个电压偏置，为了使得输入级的动态范围大一些，图中的宽摆幅电流源来产生所需要的三个偏置电压。

根据宽摆幅电流源的设计要求，必须满足：12356137814410111244B B B B B B B B B B B B B W W W L L L W W W W W W W L L L L L L L W W W L L L ⎛⎫⎛⎫⎛⎫== ⎪ ⎪ ⎪⎝⎭⎝⎭⎝⎭⎛⎫⎛⎫⎛⎫⎛⎫⎛⎫⎛⎫⎛⎫====== ⎪ ⎪⎪ ⎪ ⎪ ⎪ ⎪⎝⎭⎝⎭⎝⎭⎝⎭⎝⎭⎝⎭⎝⎭⎛⎫⎛⎫⎛⎫== ⎪ ⎪ ⎪⎝⎭⎝⎭⎝⎭ Miller 补偿电阻电阻Rc 可以单独用来控制零点的位置，主要有以下几种方法： 将零点搬移到无穷远处，消除零点，Rc 必须等于91/m g 。

把零点从右半平面移动到左半平面，并且落在第二极点2p ω上。

这样，输出负载电容引起的极点就去除了。

这样做必须满足以下条件：291911()m z p LC Cm g CC R gωω=→=--得到电阻值为91(1)L C Cm C R gC=+把零点从右半平面移动到左半平面，并且使其稍微大于单位增益带宽频率uω。

比如超过20％1.2zu ωω>因为21911,m Cp uuCCLm gRg CC R ωωω→≈=-?并且得到电阻值为111.2C m R g≈手工计算在工艺库文件中得到工艺参数：22,,119/,51.7/,0.73, 1.02oxoxTH N TH P npA V A V V V CC V V μμμμ====- 确定Miller 补偿电容为了保证相位裕量有60度，我们要求第二极点2p ω和零点zω满足以下两个条件：9191210,210,2m m m m z u p u ccLcg g g g CC CCωωωω≥≥→≥≥则，0.20.251CL pF pF CC ≥=⨯=.这里，我们取Cc ＝2PF 。

确定两级放大器中的工作电流共模负反馈的输入端电流与差模输入端相同，因此输入级的工作电流()1222100/2133.3333DS C SR V us pf uA C I ⎛⎫=⋅=⋅= ⎪⎝⎭ 由于有一些寄生电容，预留一些余量，我们取1200DS uA I=，则,14,13400DS DS uA I I ==。

输出级工作电流为，()11100/88002DS CL CMFB SRV us pf uA C C C I =++=⋅=。

同样，由于一些寄生电容，预留一些余量取11900DS uA I=。

计算放大管的跨导mg根据全差分Slew Rate 要求，111111131.523322DS DS u DS u eff uDS Cm eff SR I I I V gI CVωωω=⨯===M1管的有效电压，6122200/0.42533 6.285010eff u SR V usV V ω⨯===⨯⨯⨯ M2管的跨导1111222000.9420.425DS m eff uAm VI gV-⨯===Ω()1216621210.94286um42.9,2um 251.71020010m m W W W W L L L L g ---=Ω⎛⎫⎛⎫⎛⎫⎛⎫→==== ⎪ ⎪ ⎪ ⎪⨯⨯⨯⨯⎝⎭⎝⎭⎝⎭⎝⎭取＝。

根据第二极点是单位增益带宽的两倍，91222m m uLcg gp C Cω=→= M9管的跨导 31190.94210225 4.712m Lm cpf m pf g g C C--⨯=⨯⨯=⨯⨯=Ω()216699 4.71103.621191090010m m W L g ---Ω⎛⎫=== ⎪⨯⨯⨯⨯⎝⎭。

取91001W umL um ⎛⎫=⎪⎝⎭，M9管的有效电压9199229000.3824.71DS eff m uA V m I V g-⨯===Ω 电流源偏置管和Cascode 管的尺寸假定电流源偏置管M13、M11、M12、M7和M8，和Cascode 管M3-M6的有效电压Veff ＝，这样可以计算出所有管子的尺寸参数。

假定130.3eff V V =，则613621313240010174251.7100.32DS eff oxW L p I Cu V--⨯⨯⎛⎫=== ⎪⨯⨯⎝⎭ 11111112131112131399390391.5,441DS DS W W W W W W um L W L L L L L um L I I⎛⎫ ⎪⎛⎫⎛⎫⎛⎫⎛⎫⎛⎫⎝⎭==→=====⎪ ⎪ ⎪ ⎪ ⎪⎛⎫⎝⎭⎝⎭⎝⎭⎝⎭⎝⎭ ⎪⎝⎭ M11-M12管子的有效电压，11120.3eff eff V VV ==假定70.3eff V V =，则676277872300106056.0,2119100.312DS eff oxW W W um L L L umn I C V μ--⨯⨯⎛⎫⎛⎫⎛⎫===== ⎪ ⎪ ⎪⨯⨯⎝⎭⎝⎭⎝⎭假定50.3eff V V =，则656255652300106056.0,2119100.312DS eff oxW W W um L L L umn I C V μ--⨯⨯⎛⎫⎛⎫⎛⎫===== ⎪ ⎪ ⎪⨯⨯⎝⎭⎝⎭⎝⎭ 假定30.3eff V V =，则63623343230010129128.9,51.7100.3122DS eff oxW W W umL L L um p IC V μ--⨯⨯⎛⎫⎛⎫⎛⎫=====⎪ ⎪ ⎪⨯⨯⎝⎭⎝⎭⎝⎭ Cascode 管M3的跨导为，61333223001020.3DS m eff m I gV--⨯⨯===ΩMiller 补偿电阻Rc 的确定我们将零点从右半平面移到左半平面，并且使其为单位增益带宽频率uω的倍，则118851.2C m R g==Ω偏置电路的管子尺寸根据所有MOS 的有效电压，我们可以计算出配置电压Vb1－Vb4的值。