接收机镜像抑制滤波器的设计
关于GPS-BD射频接收机中镜像抑制混频器设计
关于GPS/BD射频接收机中镜像抑制混频器设计0 引言随着近些年卫星导航产业的迅猛发展，人们对射频接收机前端芯片在面积、功耗、性能、成本等方面都有了更高的要求。
混频器因为在射频前端芯片链路中处于低噪声放大器和中频滤波器之间，它的性能指标对整个射频前端芯片的性能都有着重要的影响[1]，而镜像抑制混频器由于能够抑制镜像信号的干扰，在混频器设计者中很受欢迎。
本文基于传统的Hartely镜像抑制结构, 设计了一款以共射频输入端正交混频结构为核心单元的镜像抑制混频器，能够很好地抑制镜像信号的干扰。
1 Hartely结构原理传统的Hartely镜像抑制结构如图1所示，将正交的本地振荡信号与射频输入信号分别进行下变频，然后对其中一路下变频信号进行滤波和90°移相操作，最后再将两路信号求和来达到消除镜像中频信号的目的[2]。
我们假设射频输入信号为ARFcos(ωRFt)，镜像干扰信号为AIMcos(ωIMt)，本振信号频率为ωLO，中频信号频率为ωIF，那么它们之间的频率关系可以表示为式(1)：经过正交混频与滤波后A1、A2两点的信号可表示为式(3)、式(4)：从式（6）中可以看出镜像中频信号经过求和后被消除[3]。
上述分析仅限于理想情况下，实际中由于输入信号相位和增益失配等原因，仍有一部分镜像信号不能完全被消除，从而降低了镜像抑制能力。
本文设计电路中采用共射频输入端正交混频结构来降低信号相位和增益的失配，从而增强混频器的镜像抑制效果[4]。
2 电路设计2.1 混频器核心单元设计本文设计的共射频输入端正交混频核心单元结构如图2所示。
电路由4部分组成，分别是由R1-R4构成的负载级、由M3-M10构成的开关级、由M1-M2构成的跨导级和由M11-M14构成的尾电流源级；其中跨导级将射频输入电压信号转化为电流信号。
开关级由本振大信号控制其交替通断，从而实现混频功能。
负载级通过负载电。
一种具备高镜像抑制比的带通滤波器设计
一种具备高镜像抑制比的带通滤波器设计王海兵【摘要】介绍一种高镜像抑制比的带通滤波器的设计。
在音频领域里所接触的大多为实数滤波器，滤波器的频率点具备对称性的特点，这就对信号处理领域带来很大的麻烦，如AM、FM中频滤波时产生的镜像频率，会对正常的搜台产生很大的干扰。
此设计利用复数滤波器的特点，设计出一种具备高镜像抑制比的带通滤波器，应用于数字调谐收音机解调系统里面。
由于采用的是全集成的复数带通滤波器，节省了传统的外部中频滤波器的成本及空间；实测镜像抑制比达40 dB，大大降低了搜台的误操作，提高了整机系统的信噪比，在信号处理领域有一定的借鉴意义。
%The paper introduces a design of bandpass filter with high image rejection ratio. In the audio field, we contact mostly real filter, this filter have the characteristics of symmetry, which will bring the field of signal processing to a lot of trouble, such as the mirror frequency to produce AM, FM intermediate frequency filtering, will have a lot of interference to the channel search normal, this design uses the characteristics of complex filter, design a rejectio n bandpass filters with high image rejection ratio, it’s used in digital tuning radio demodulation system, due to the use of the fully integrated bandpass filter, saves cost and space outside of the traditional intermediate frequency filter; inhibition ratio of 40 dB image rejection, greatly reduces the error operation channel search, improves the signal-to-noise ratio of the system, has certain reference meanings to the field of signal processing.【期刊名称】《电子与封装》【年(卷),期】2014(000)010【总页数】4页(P16-19)【关键词】复数域带通滤波器;抑制镜像;信号处理【作者】王海兵【作者单位】无锡市晶源微电子有限公司，江苏无锡 214028【正文语种】中文【中图分类】TN402在现代电子接收机中，如手机、收音机等，内含的低中频放大器需抑制镜像频率信号[1]。
Ka波段镜像抑制谐波混频器设计_黄锦沛
1
1. 1
混频器的原理分析
谐波混频原理 本次设计使用反向并联二极管对实现四次谐波 =
混频，其模型如图 1 所示，假设信号为 VS （ t ） VS cosωS t，LO 信号为 VL （ t ）
= VL cosωL t， 其中 ωS
和 ωL 分别为 RF 和 LO 信号的角频率，VS 和 VL 分别 为 RF 和 LO 信号的幅度，且∣ VL ∣ ＞＞ | Vs ∣。
]
（ 10 ）
TL6 构成 RF 匹配网路， RF 带通滤波器回收闲频， 提高隔离度。 TL7 和 TL8 是 LO 匹配网络， LO 带通 滤波器回收闲频，提高隔离度。本次选用的带通滤 波器 寄 生 通 带 在 3 倍 中 心 频 率 处， 因 此 TL9 为 1 /4 λ3LO 开路线，避免在工作中 3 ω L 能量对功率源的 IF 隔离 影响。TL10 和 TL11 都为 1 /4 λ RF 长，提高 RF度。IF 低i D 为二极管反向饱和电流， 那么流过二极管 对的电流 i 和时变电导 g（ t） 可用第一类 n 阶修正贝 塞尔函数
［2 ］
分别表示为
∞
(
)
i = i1 + i2 = 2 i D sinh（ αv（ t） ） = 2 i D ∑ 2 I2n +1 （ αv（ t） ） cos（ 2 n + 1 ） ω L t
对于混频单元 1 ， 其 RF 输入信号为 V S1 （ t ） ， 镜 LO 输入信号 V L 1 （ t） 可以分别 频输入信号为 V I1 （ t） ， 表示为 cos ω S t － π （ 6） 2 2 槡 VI V I1 （ t） = cos ω I t － π （ 7） 2 2 槡 VL V L1 （ t） = cosω L t （ 8） 2 槡 混频单元 1 输出的 RF 和镜像频率对应的混频产物 V IF1 （ t） 和 V IM1 （ t） 分别为 V S1 （ t） = VS
一种抗镜像干扰的短波接收机设计方法
短波通信的自助通
信 能 力 较 强， 可 以 在 没
有地面网络枢纽或者传
输信号设备中断的情况
下 进 行 通 信。 如 果 遇 到
自然灾害或战争等通信
网络被严重破坏的情况，
短波通信就可发挥其巨
大 作 用。 但 短 波 系 统 容
易 受 到 镜 像 的 干 扰， 导 图 1 整机结构框图
98 | 电子制作 2019 年 02-03 月
电子基础
现利用移相对消方法将两路正交的本振与输入混频，再 对一路中频移相叠加来抑制镜频组合干扰，该方法可抑制与 有用信号邻频的二镜频干扰，其原理如图 3 所示。
图 3 移相对消原理
设混频器输入的有用信号分量：
UIF1=cos(ωIF1t+ΦIF1) 二镜频干扰经一次混频的分量为：
Ui2′ =cos(ωi2′ t+Φi2′ ) 两个正交的本振分别为：
噪比等。这些因素与灵敏度之间的关系见公式 8：
S=-174dBm+NF+10logB+SNR
1 短波接收机设计总体方案
图 2 高中频
对二镜频 Ui2 ＝ Ur+ ２UIF2, 因二中频为 455kHz 的低频， 所以二镜频 Ui2 距有用信号 Ur 很近，前端滤波器不能滤除。 虽然该频率经混频后落在一中频的窄带滤波器通带外，但中 频晶体滤波器 Q 值较低，邻频干扰抑制较差，很难实现高 镜频抑制比 [5]。
短波通信是军事通信的主要手段之一。要实现在复杂
致信息传输延误，由此设计抗镜像干扰的短波接收机，这种 短波接受机侧重实现接收机的镜像抑制比，并重点考虑灵敏 度和动态范围 [3]。整机结构如图 1 所示。
接收频率：1.6 ～ 30MHz，为防止混叠，前端滤波器 分 7 段。一本振 L01 频率：72.055 ～ 100.455MHz。一中 频 70.455MHz，信号通过窄带晶体滤波器后，再二次混频。 二本振 L02 为 70MHz，通过移相器产生与之同频正交的信 号 [4]。二中频为 455kHz，通过 AGC 控制输出信号范围：50 ～ +10dBm。二中频经 ADC 数字化后再解调。 ■■1.1 镜频抑制
QAM解调芯片中镜像抑制滤波器的VLSI实现
关键词 ：
解调； 初始解调器， 半带滤波 器 文献 １０ — ９ （０６ Ｏ． ９） ９ ． Ｉ ４ ４
ｔｍｅｓ ａ ｉｇ ａ ｄ ｒ ａ ｉ ｈ ｅ ｔａｎ ｍａ ｅｆ ｍｃｉｎ ｏ ｏ ｐ ｓ ｉ ｅ． ｉ －ｈ ｒｎ ｎ ｅ ｌ ｅ ｔ ｅｒ ｓｒ ｉ ｔｉ ｇ ｕ ｔｏ ｆｌｗ ａ ｓｆｌ ｒ ｚ ｔ
Ｋ ｙｗ ｒ ｓ ｅ ｏｄ ：ＱＡ ｅ ｄ ｌｔ ； ｎｔ １ ｅ ｄ ｌｔｒ ａ Ｉ ｂ ｎ ｌ ｒ Ｍ ｄ ｍｏ ｕａｅ ｉｉａ ｄ ｍｏ ｕａｏ ；ｈ ｆ ａ ｄｆｔ ｉ － ｉｅ
收稿 日期 ：０ ５０ －３ ２０ －８２
作者简介： 姜爱鹏（９０）男 ， １８－， 硕士研究生。 主要从事数字信号处理和通信专用集成电路的设计和研究， ｐ ｅ．ｄ．ｎ ｊ ＠ｓｕｅｕｏ； ａ 邓 青 （９ ５）男， １７一， 博士研究生。 主要从事数字信号处理和数模混和通信系统的设计和研究；
吴建辉， 博士。 男， 副教授， 主要从事模拟电路、 射频电路以及数字信号处理方面的研究；
叶双应（９２）男 ， １８一， 硕士研究生 ， 主要从事数字信号处理和通信专用集成电路 的设计 和研究 。
维普资讯
４０ ４
电 子
器
件
＋ ∞。 耳
１ 半带低通滤波器实现镜像抑制［ ２ ］
信号与数字频率综合 器产生的信号相乘， 会产生镜 图１ 中每个低通滤波器的 Ｖ Ｓ 实现可以采用 ＬＩ 像频谱。所以在对信号进行匹配滤波和码员恢复以 复用技术 ， 使得每个低通滤波器 只需实现数据与四 前， 有必要对信号进行低通滤波， 以达到抑制镜像频 个系数的相乘 即可。但由于本系统中要求信号处理 谱的 目的。 实时实现 ， 两个低通滤波器虽有相同的系数 ， 两个低
一种零中频接收机的镜像抑制办法
一种零中频接收机的镜像抑制办法技术领域本实用新型涉及移动通信技术领域，尤其涉及一种射频拉远系统零中频镜像消除的方法。
背景技术随着通信领域的信号带宽越来越宽，特别是LTE时代的到来，并且混模制式信号传输的需求增加，零中频方案成为解决大带宽信号传输的一个有效途径。
在零中频的应用过程中发现，由于I路和Q路的相位和幅度不平衡而导致的信号镜像存在，镜像会影响系统的指标。
当主信号关于中心频点对称时，镜像与主信号会重叠在一起，此时会影响信号的EVM；当主信号不关于中心频点对称时，主信号与镜像关于中心频点对称，影响系统的带内杂散，同时会对带内的其他有用信号干扰。
本发明提供了一种零中频的校正方法。
该方法应用简单，通过设备上电自动进行校准，无需人工干预。
特别适合在LTE及其混模制式的信号大带宽信号的传输过程中应用。
附图说明：图1 零中频镜像校正硬件结构图；图2 零中频校正FPGA接收部分实现结构图；图3零中频校正FPGA发送部分实现结构图；发明内容该抑制办法首先要搭建如下的硬件实现框架，如图1所示。
该结构分为：上行滤波器，上行切换开关SW1，上行放大器，上行零中频调制器，上行AD，射频上行本振，FPGA芯片，监控部分，下行DA，下行调制器，下行滤波器，下行放大器，下行射频开关SW2，射频下行本振。
零中频的射频拉远系统包括上行和下行链路，本发明首先需要在正常的信号链路建立之前，FPGA发送一个大带宽的白噪声信号，该信号通过环回到上行接收，接收端应用此信号进行系数计算，并且将此系数写死到FPGA当中，校正正常信号的镜像。
上行切换开关SW1在信号链路正常的情况下是打到1点，在镜像校正的情况下打到2点与下行开关相连。
下行切换开关SW2在信号链路正常的情况下是打到2点，在镜像矫正的情况下打到1点与上行开关相连。
上行滤波器是为了滤除系统有用信号外的其他信号，要求滤波器的抑制性好，波动良好。
上行放大器用来放大射频信号，以便能够将AD前端的信号功率放大，有效的利用AD的位数，使得采样精度更高。
低功耗Zigbee收发器镜像抑制滤波器设计
万方数据
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电 子 器件
第３２卷
Ｉｎ ｔｈｉｓ ｗｏｒｋ．ａｎ ０ＴＡ—Ｃ ｃｏｍｐｌｅｘ ｆｉｌｔｅｒ ｆｏｒ Ｚｉｇｂｅｅ ｔｒａｎｓｃｅｉｖｅｒ ｉｓ ｉｍｐｌｅｍｅｎｔｅｄ ｉｎ ａ ＣＭＯＳ ０．１８ 弘ｍ ｐｒｏｃｅｓｓ．Ｂｅｃａｕｓｅ ｏｆ ｔｈｅ ｓｔｒｏｎｇ ｃｏｎｎｅｃｔｉｖｉｔｙ ｂｅ— ｔｗｅｅｎ ｔｈｅ ｃｏｍｐｌｅｘ ｆｉｌｔｅｒ（ＰＰＦ）ａｎｄ ｌｏｗ－ｐａｓｓ ｆｉｌｔｅｒ （ＬＰＦ），ａ ｆｕｓｅｄ ｄｅｓｉｇｎ ｉｓ ｐｒｏｐｏｓｅｄ．Ｔｈｅ ｆｉｌｔｅｒ ｉｓ ｃｏｎ－ ｆｉｇｕｒｅｄ ａｓ ｃｏｍｐｌｅｘ ｍｏｄｅ ｆｏｒ ＲＸ ａｎｄ ｌｏｗ ｐａｓｓ ｍｏｄｅ ｆｏｒ Ｚ譬刀｝ｕｓ ｍｉｎｉｍｉｚｅｓ ｄｉｅ ｓｉｚｅ ａｎｄ ｐｏｗｅｒ ｄｉｓｓｉｐａｔｉｏｎ．
第３２卷第３期 ２００９年６月
电子器件
Ｃｈｉｎｅｓｅ Ｊｏｕｒｎａｌ ０ｆ ｎ．２００９
Ｄｅｓｉｇｎ ｏｆ ａｎ Ｉｍａｇｅ Ｒｅｊｅｃｔ Ｆｉｌｔｅｒ ｆｏｒ Ｌｏｗ Ｐｏｗｅｒ Ｚｉｇｂｅｅ Ｔｒａｎｓｃｅｉｖｅｒ。
ＧＡＮ Ｙｅｂｉｎ９１，ＭＡ Ｃｈｅｎｇｙａｎ孙，ＹＵＡＮ Ｇｕｏｓｈｕｎｌ
ｄｅｒ ｃｏｍｐｌｅｘ ｆｉｌｔｅｒ ｆｏｒ ｅｘａｍｐｌｅ．ｔｈｅ ｒｅｓｐｏｎｓｅ ｉｓ：
ｗｉｄｅｌｙ ｕｓｅｄ［２‘４Ｉ． Ｔｈｅ ａｒｃｈｉｔｅｃｔｕｒｅ ｏｆ ｔｈｅ Ｚｉｇｂｅｅ ｔｒａｎｓｃｅｉｖｅｒ ｉｓ
ｓｈｏｗｎ ｉｎ Ｆｉｇ．１．Ａ ｄｏｕｂｌｅ ｂａｌａｎｃｅｄ Ｇｉｌｂｅｒｔ ｍｉｘｅｒ ｉｓ ｐｒｏｐｏｓｅｄ．Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ ｑｕａｄｕｒａｔｕｒｅ ＬＯ ｉｓ ｇｅｎｅｒａ— ｔｅｄ ｂｙ ａ ｑｕａｄ—ｐｈａｓｅ ＶＣＯ．Ｆｉｇ．２ ｓｈｏｗｓ ｔｈｅ ｐｒｏｃｅｓｓ ｏｆ ｉｍａｇｅ ｒｅｊｅｃｔｉｏｎ．Ｔｈｅ ｓｐｅｃｔｒｕｍ ｏｆ ｗａｎｔｅｄ ＩＦ ｓｉｇ— ｎａｌ ｌｏｃａｔｅｓ ａｔ ｔ瑶ａｎｄ ｔｈｅ ｓｐｅｃｔｒｕｍ ｏｆ ｉｍａｇｅ ｓｉｇｎａｌ ｌｏｃａｔｅｓ ａｔ—ｌ瑶．Ｔｈｅ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｒｅｓｐｏｎｓｅ ｏｆ ｔｈｅ ｃｏｍｐｌｅｘ ｆｉｌｔｅｒ ｉｓ ｓｉｎｇｌｅ ｓｉｄｅ ｂａｎｄ ｐａｓｓ ｃｅｎｔｅｒｅｄ ａｔ
高镜像抑制带通滤波器的优化设计
ＫＥ ＹＷ ｏＲ Ｓ： ａ ｄ ａｓｆｔ ； ｍａｅ—ｒ ｅ ｔ Ｔ ａ ｓ ｉ ｉｎ ｚｒ Ｄ Ｂｎｐｓ ｉ ｅ Ｉ ｇ ｌｒ ｅ ｃ ： ｒｎ ｍ ｓ ｏ ｅｏ ｊ ｓ
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接收机镜像抑制滤波器的设计
【摘要】接收机中镜像信号由于离有用信号较近往往会对信号造成干扰。
本文设计了一款带宽为30MHz，插损小于6dB的微带发夹型滤波器，并利用安捷伦公司的ADS软件进行了仿真设计，得到的仿真效果较好，输入输出反射系数小于-15dB。
最后给出了使用网络分析仪的实物测试效果和实物图，满足了设计的指标要求。
【关键词】发夹型滤波器；接收机；ADS软件
1.引言
射频滤波器是接收机中必不可少的部件，可以用来组合和分开不同频率的信号，如在混频或倍频的通路中实现频率的选择。
由于电磁波谱资源的有限性，通过使用滤波器既可以让某一频段的信号顺利的通过，又可以有效地抑制其他频段的信号经过该系统。
从不同的方面来给微波滤波器分类：按作用分类（如低通、带通等），按结构分类（如微带线、波导等），按照加载方式可分为（如单终端、双终端）等[1]。
2.发夹型滤波器的原理
2.1 工作原理分析
发夹型滤波器的耦合结构在原理上属于交叉耦合，即负载端和输入端的耦合通路不唯一，除了基本的相邻两个谐振器的直接耦合外，其它谐振器两两之间还存在着微弱的耦合[3]。
虽然发夹型谐振器和平行耦合谐振器一样都是半波长的谐振器，但是与平行耦合结构相比更加紧凑，减小了尺寸从整体上降低了滤波器的成本。
与普通的梳状线带通滤波器相比，不需要在谐振臂的末端加过孔，消除了在设计过孔时引入的误差。
因此微带线滤波器的设计中得到较多的使用。
图1给出了两种常用发夹型谐振器的基本结构。
其中（a）所示的结构较为简单，Dishal的理论证明了发夹型滤波器的各臂可以采用相同的特性阻抗，只需要通过调节相邻谐振器之间的距离最终可以达到满足设计参数的滤波器[3]。
2.2 滤波器的仿真设计
本课题中设计的发夹型滤波器的指标要求：中心频率工作在830MHz，带宽为30MHz，工作时的插入损耗小于6dB，输入和输出反射系数小于-14dB，小于763MHz处阻带抑制为-50dB。
ADS2008是由安捷伦公司推出的专门用于射频与微波电路的仿真和设计的辅助工具，它大大缩短了射频电路的设计周期，既能够进行系统的总体仿真又
能进行各部分的仿真，是一款性能优良的电子设计自动化软件[2]。
利用ADS软件中微带线计算小工具可算出每个谐振臂微带线的大体尺寸。
该滤波器的介质基板使用F4B-2高频板，介电常数ε=2.65，板材厚度0.5mm，覆铜高度为35um。
图2所示为使用ADS软件建立的原理图模型：
经过软件的优化仿真得到的原理图仿真结果如图3所示。
从上图的仿真结果看插入损耗小于1dB，带外抑制有-50dB,完全达到了设计的目标。
但在滤波器基片的实际加工过程中由于加工精度不够和材质本身的影响，往往会造成中心频点的漂移，因此在做原理图仿真的时候往往将设置优化的目标中心频点向下调整10MHz左右。
3.实物测试效果和实物图
图4和图5是使用Agilent8712ET射频网络分析仪的测试图，从图中可以看到滤波器的中心频点在826MHz，3dB带宽为37.8MHz，插入损耗为-5.7dB，中心频点向下偏移了4MHz。
图4中偏移中心频率67MHz处抑制为-50dB以上。
但是反射系数不够好830MHz处约为-13dB。
该滤波器的实际插入损耗比较大的主要原因是谐振臂之间的距离较大，而在ADS软件中的原理图和LAYOUT仿真时采用的均为理想模型，对无源的微波元器件最好能使用HFSS软件进行仿真，这也是以后需要改进的方面。
另外在微带线的设计和加工上阶梯阻抗发生变化，接头处和弯曲端都不可避免的要发生相位和振幅等多方面的变化，从而引起信号的传输产生误差。
对于消除这种误差既可以将发生误差处的模型通过测量建立起来并在实际的设计中作为电路的一部分，也可以通过将直角接头处采用圆滑的弯头或者切角的办法。
对于圆滑弯头的半径选取R>3W，其中W为微带线的宽度,切角的处理办法是使得斜切角的长度为A=1.8W[4]。
相比较第一种建立误差模型的办法方法二显得更易实现。
图6是该滤波器的实物图照片。
4.结束语
经过整机的联调证明该射频带通滤波器使得接收机的镜像信号得到明显的抑制。
参考文献
[1]现代微波滤波器的结构与设计.
[2]Advanced Design System 2008 user’sguide,2008,Agilent Technologies.
[3]H Jiasheng,J LANCASTER,Microstrip Filters for RF/Microwave Applications,New York:John Wiley & Sons Inc,2001.
[4][美]David M.Pozar.微波工程(第三版)[M].张肇义,周乐柱,等,译.北京:电子工业出版社,2006.3.。