开关电源闭环设计详细说明书
开关电源环路设计与实例详解
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第六章
反馈环路的稳定
的时刻开始的， 直到三角波结束时刻 ! ! 为止。对于这类芯片， "#$ 芯片输出晶体管导通 （驱动信号由芯片晶体管射极输出） 被触发导通， 这将使 " &’ 增大 时， %"% 型功率晶体管 时， 功率晶体管的导通时间增加。这时， 系统变成正反馈而不是负反馈。
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一、 电路稳定的增益准则
电路稳定的第一个准则是： 在开环增益为 # 的频率 （通常称为剪切频率、 交越频率或 截止频率） 处， 系统所有环节的总开环相位延迟必须小于 /!01 （译者注： 作者表述和我们习 惯表述不一致。在 $*2%图中， 我们一般习惯讨论， 开环传递函数的相位裕量和幅值裕量是 。在剪 指开环传递函数幅频特性 （增益特性） 和相频特性， 不包括负反馈引起的 #301延迟） 切频率处， 总开环相位延迟小于 /!01 （在此频率处， 总开环增益为 #） 的角度， 称为相位裕 量。 为了使系统中各器件工作在最恶劣的情况下时， 仍然保持稳定， 通常的设计准则是， 使系统至少有 /41 5 641的相位裕量。
图 # $ % （ &） 开关整流 ’( 滤波器的幅频特性； （ )） 开关整流 ’( 滤波器的相频特性
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第六章
反馈环路的稳定
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开关电源控制环路设计
开关电源控制环路设计前馈环节通常由开关电源的输出电压或电流采样电路、误差放大器、比较器和PWM控制器等组成。
开关电源的输出电压或电流通过采样电路进行实时的电压或电流测量，并将测量值与设定值进行比较。
误差放大器将比较器输出的误差信号放大，并输出给PWM控制器。
PWM控制器根据误差信号调整开关管的导通和关断时间，从而控制开关电源输出电压或电流的稳定性。
反馈环节通常由输出电压或电流反馈回路组成。
反馈回路通过将开关电源输出电压或电流与参考电压或电流进行比较，得到误差信号，并将其输入到前馈环节的比较器中。
反馈环节的作用是通过不断地调整开关电源的工作状态，使输出电压或电流尽量接近设定值，并抵消部分外部环境的影响，以保持开关电源稳定工作。
在开关电源控制环路设计中，需要考虑诸多因素。
首先是前馈环节的设计。
前馈环节应具有高增益和低失真的特性，能够准确地将输出电压或电流的变化转换为误差信号，并将其输出给PWM控制器。
其次是PWM控制器的设计。
PWM控制器应能够按照误差信号的大小和方向，精确地调整开关管的导通和关断时间，并保持开关电源输出电压或电流的稳定性。
最后是反馈环节的设计。
反馈环节应能够准确地测量开关电源的输出电压或电流，并将其输入到前馈环节的比较器中。
同时，反馈环节还需考虑去除噪声和抑制振荡等问题，以保证闭环控制系统的稳定性和可靠性。
开关电源控制环路设计的关键是要平衡稳定性和动态响应速度。
稳定性是指开关电源在加载变化或输入电压波动等情况下，输出电压或电流能够尽快地恢复到设定值并保持稳定；而动态响应速度则是指开关电源对设定值的变化能够迅速地响应。
在设计中，需要根据具体的应用需求和制约条件，选择合适的控制算法、滤波器和补偿网络等，以使开关电源控制环路设计达到较好的稳定性和动态响应速度。
总之，开关电源控制环路设计是一个复杂而关键的任务。
它需要综合考虑前馈环节、反馈环节以及稳定性和动态响应速度等因素，以实现开关电源的稳定性和输出精度要求。
开关电源环路设计及实例详解
开关电源环路设计及实例详解一、开关电源的基本原理开关电源是一种将交流电转换为直流电的电源，其基本原理是通过开关管控制变压器的工作状态，从而实现对输入交流电进行变换、整流和稳压的过程。
开关电源具有输出功率大、效率高、体积小等优点，因此被广泛应用于各种电子设备中。
二、开关电源环路的组成1. 输入滤波器：用于滤除输入交流电中的高频噪声和杂波信号，保证后续环节能够正常工作。
2. 整流桥：将输入交流电转换为直流电信号。
3. 直流滤波器：用于滤除直流信号中的纹波和杂波信号，保证输出稳定。
4. 开关变换器：通过控制开关管的导通和截止状态来控制变压器的工作状态，从而实现对输入信号的变换。
5. 输出稳压器：用于对输出直流信号进行稳压处理，保证输出恒定。
三、开关电源环路设计步骤1. 确定输出功率和输出电压范围。
2. 选择合适的变压器。
3. 设计整流桥和直流滤波器。
4. 设计开关变换器，包括选择合适的开关管和控制电路。
5. 设计输出稳压器，包括选择合适的稳压芯片和反馈电路。
6. 进行整个电路的仿真和优化。
7. 进行实际电路的搭建和调试。
四、开关电源环路设计实例以12V/5A开关电源为例，进行具体设计。
1. 确定输出功率和输出电压范围：输出功率为60W，输出电压范围为11-13V。
2. 选择合适的变压器：根据需求选择带有多个二次侧绕组的变压器，其中一个二次侧用于提供控制信号，另一个二次侧用于提供输出信号。
通过计算得到变压比为1:2。
3. 设计整流桥和直流滤波器：采用全波整流桥结构，并选用大容量滤波电容进行直流滤波处理。
4. 设计开关变换器：选用MOS管作为开关管，并采用反激式结构进行设计。
控制信号通过脉冲宽度调制（PWM）技术进行控制。
同时，在输入端加入输入滤波器进行滤波处理。
5. 设计输出稳压器：选用LM2576芯片进行稳压处理，通过反馈电路控制输出电压。
同时，加入输出滤波电容进行滤波处理。
6. 进行整个电路的仿真和优化：通过仿真软件进行各个环节的仿真和优化，保证整个电路的性能符合要求。
开关电源设计手册（看2遍就懂）.pdf
开关电源设计⼿册（看2遍就懂）.pdf 反激式开关电源变压器设计计学习培训教材反激式开关电源变压器设计(2)⼀、变压器的设计步骤和计算公式：1.1 变压器的技术要求:输⼊电压范围；输出电压和电流值；输出电压精度；效率η；磁芯型号；⼯作频率f；最⼤导通占空⽐Dmax；最⼤⼯作磁通密度Bmax;其它要求。
1.2 估算输⼊功率，输出电压，输⼊电流和峰值电流:1）估算总的输出功率：P o=V01x I01+V02x I02……2）估算输⼊功率：P in= P o/η3）计算最⼩和最⼤输⼊电流电压V in(MIN)=AC MIN x1.414(DCV)V in(MAX)=AC MAX x1.414(DCV)技术部培训教材反激式开关电源变压器设计(2)4）计算最⼩和最⼤输⼊电流电流I in(MIN)=P INx VIN (MAX)Iin(MAX)=PINx VIN (MIN)5）估算峰值电流：K POUTI PK = VIN (MIN)其中：K=1.4(Buck 、推挽和全桥电路）K=2.8(半桥和正激电路） K=5.5(Boost ，Buck- Boost 和反激电路）技术部培训教材反激式开关电源变压器设计(2)1.3 确定磁芯尺⼨确定磁芯尺⼨有两种形式，第⼀种按制造⼚提供的图图表表，，按按各各种种磁磁芯芯可传递的能量来选择磁芯，例如下表：表⼀输出功率与⼤致的磁芯尺⼨的关系输出功率/W MPP环形E-E、E E--L L等等磁磁芯芯磁芯直径/（in/mm) (每边)/()/(in/mm)in/mm)<5 0.65(16) 0.5(11)5(11)<25 0.80(20) 1.1(30)1(30)<50 1.1(30) 1.4(35)4(35)<100 1.5(38) 1.8(47)8(47)<250 2.0(51) 2.4(60)4(60)技术部培训教材反激式开关电源变压器设计(2)第⼆种是计算⽅式，⾸先假定变压器是单绕组，每增加加⼀⼀个个绕绕组组并并考考虑安规要求，就需增加绕组⾯积和磁芯尺⼨，⽤“窗⼝利⽤⽤因因数数””来来修修整整。
开关电源环路设计与计算
开关电源系统基本组成部分(Voltage Mode PWM System)tlaitnedifnoCthg开关电源环路分析和设计流程开关电源环路的小信号传函Flyback On B ri g h tnf i dl to eTL431h entialtoTePower StageFlyback PWM Stage n t i al to T en p a o右半平面零点difnoCthPWM StageneT()t d)+考虑斜率补偿后的考虑斜率补偿后的neTotlaitnedifn考虑斜率补偿后的tnedif考虑斜率补偿后的pneTot考虑斜率补偿后的pneTotlaitnedifnoDCM 模式下n -B ri g h tCo nf i d e n t i电流模式与电压模式的直观理解()(O V D V D V V =−−=1()(v d V V vI L 1ˆˆˆ−−+=()D I I L O −=1dI i L O ˆˆ−=n -B ri g h tCo nf i d电压模式的信号流程图(s iˆn -B ri g h tCo ne n t i l电流模式的信号流程图tl零极点对环路稳定性的影响及环路带宽选择标准环路的补偿方法apneTotlaitnedifno把控制带宽拉低，在功率部分或加有其他补偿的部分相位达环路的补偿方法apneTotlaitnedifnoC常用的补偿方式.补偿网络产生一个s=0(DC)极点，而且通常所以补偿网络需补偿网络的高频极点抵消输出滤波电容的ESR零点。
复杂，适用于输出带LC滤波的拓扑结构中.补偿网络产生一个s=0(DC)极点，以及两个零点和两个极点，环路的补偿方法o nf i de n t i al to T en p a反激变换器反馈回路的设计Power Stage Gain 采用补偿方法n -B ri g h tCo nf i de n t i al to T en p aOB2263 控制芯片内部模块图On -B ri g h tCo nf i de n t i al to T en p a oOB2263eTotlaitnedifnoCthgirOB2263 On -B ri g h tCf i al to T n p基于OB2263的基于OB2263的基于OB2263的基于OB2263的5) 确定EA补偿网络的零点和极点的位置基于OB2263的基于OB2263的附录: 431及其补偿网络传函的推导6KR I v ⋅−=l to T enThank youAny Questions ？On -B ri g h tCo nf i de n t i al to T en p a o。
开关电源说明书
1、开关电源的功能组成：（1）开关管的驱动电路（UC3844及其外围电路）（2）反馈电路（TL431和光耦PC817）（3）反激式变压器设计2、设计目标●输入：DC 200~500V。
●电源输出：+24V、50mA 供电给继电器15V、450mA 运放、传感器加7805+8V、1A CPU/DSP、逻辑电路（作反馈）25V、150mA 六路驱动20V 50mA 3844供电(开关电源自启动电源) 共计11路输出3、各功能部分原理（1）驱动电路部分驱动芯片使用UC3844或UC3845，引脚功能如下：引脚1、2是运算放大器输入端。
此设计中，光耦的输出直接接UC3844的误差放大器的脚1，而反向输入端脚2直接接地。
输出电压反馈直接联接到脚1，而不是脚2，略过了UC3844的内部误差放大器，这使得电源的动态响应更快。
引脚3是限流保护引脚。
当引脚电压超过1V时，PWM输出立即被封锁。
此处设置变压器原边流不得超过1.5A(变压器峰值电流为1.6A)，由R=U/I得，R187=0.7欧。
另外在引脚3加470pf电容滤波。
R4、C5构成低通滤波器，将采到的电流信号滤波后供给3脚，提供电流反馈。
引脚4振荡频率设定端。
开关管的工作频率为40KHz.由于UC3844内部有个分频器，所以驱动MOSFET功率开关管的方波频率为芯片内部振荡频率的一半，则引脚4应设置为80KHz（UC3844最大振荡频率可为1MHz），根据计算估计公式f=1.7/RC，取R=91K,C=150PF（频率不一定设的很准，可以改变电阻值测定）。
引脚5为模拟地，引脚8是基准电压5V输出端。
引脚7是电源供电端，需15-20V。
引脚6是PWM输出端。
经一个限流电阻(100欧/0.25W)限流后驱动功IGBT，为保护功率IGBT，在脚6并联一支15V的稳压二极管。
(2)自启动电路开关电源只有交流侧供电，必须能够实现自动启动。
本设计的自启动电路如下图框内所示，基本原理是：启动过程，供电电压310V通过RR3、RR4给C125充电，当电压值达到15伏，驱动芯片UC3844开始工作，开关管正常驱动，直到变压器输出侧34输出电压稳定在20伏，整个电路系统工作，电源实现了自启动。
开关电源设计说明书精品文档8页
开关稳压电源学校：福州大学参赛组别：本科参赛学生姓名：陈燕傅明明阙辉鉴指导老师：吴海彬倪霞林一、电路设计原理………………………………………………………二、核心模块的方案论证与比较………………………………………………………1、倍压整流电路的选择与论证2、DC/DC变换器电路拓朴结构3、PWM电路工作原理4、、微控制器电路方案三、电路设计与参数计算………………………………………………………1、稳压原理分析及电压反馈回路参数计算2、过流保护原理分析及阈值控制参数计算3、感性元件参数计算4、功率器件选择四、测试方法与数据………………………………………………………1、所选用的测试仪器设备2、测试方法3、测试数据4、测试结果分析五、电路图及设计文件…………………………………………………………1、总电路图2、程序六、参考文献………………………………………………………本文介绍了一种采用LM2576芯片的DC/DC 电源变换控制器的电源电路设计。
它提供的直流输出不仅与供电电源共地,而且有两组与供电电源隔离。
实验室长期试运行表明,各项指标均可满足数字与模拟混合电路对电源的要求,没有跳码现象,检测精度不低于0. 1 %。
Abstract: This paper describes the design of t he power supply circuit for DC2DC converter by usingLM2576 chip . The DC voltages provided are not only common2grounded wit h t he inp ut voltage but two of t hem are al so isolated with the input . It is effectiveness is verified by running test in the labora2 tory that all the indexes fulfill the power supply requirements of the digital2analog mixed circuit , witha detecting precision no less than 0. 1 %.一、电路设计原理本电路采用倍压整流电路对二侧端电压进行倍压整流，增倍后的电压通过降压开关型集成稳压电路芯片LM2576处理后可得稳定的所需要的输出电压。
开关电源环路系统的原理(一)
开关电源环路系统的原理(一)开关电源环路系统1. 介绍•开关电源环路系统是一种将交流电源转换为直流电源的电路系统。
•开关电源的环路系统是指由开关电源控制器、功率开关和输出滤波器等组成的闭环反馈控制系统。
2. 开关电源的工作原理•开关电源环路系统使用开关器件（如晶体管或MOSFET）进行开关操作，通过不断开关来控制输入电源的输出。
•工作周期内包含两个状态：开和关。
在开的状态下，输入电源的能量储存在电感中；在关的状态下，通过电路设计实现能量的转移和输出。
3. 开关电源环路系统的组成部分开关电源控制器•开关电源控制器负责监测和控制开关电源的运行状态。
•它通常由微控制器或专用芯片实现，可以监测输出电压、电流和温度等参数，并根据需要调整开关操作和控制回路。
功率开关•功率开关是开关电源环路系统的核心部件，它负责打开和关闭电路，控制能量的流动。
•常见的功率开关器件有晶体管、MOSFET和IGBT等，根据应用需求选择合适的器件。
输出滤波器•输出滤波器用于平滑开关电源的输出电压，将其转换为稳定的直流电压。
•常见的输出滤波器包括电感和电容，通过它们的组合设计，可以减小输出波动和噪声。
4. 开关电源环路系统的工作流程1.开关电源控制器读取输出电压和电流的反馈信息。
2.根据设定值和反馈信息，控制器计算并生成适当的控制信号。
3.控制信号被发送到功率开关，使其在合适的时机开关。
4.开关操作导致能量从输入电源转移到输出滤波器。
5.输出滤波器将转换后的直流电压传递到负载。
5. 开关电源环路系统的优势•高效率：由于开关操作的特性，开关电源环路系统通常具有较高的转换效率。
•稳定性：通过闭环反馈控制，开关电源环路系统可以实现良好的稳定性和响应性。
•尺寸小巧：相对于传统的线性电源系统，开关电源环路系统可以实现更小巧的设计。
6. 总结•开关电源环路系统是一种将交流电源转换为直流电源的闭环反馈控制系统。
•它由开关电源控制器、功率开关和输出滤波器等组成。
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6.4 开关电源闭环设计从反馈基本概念知道：放大器在深度负反馈时，如输入不变，电路参数变化、负载变化或干扰对输出影响减小。
反馈越深，干扰引起的输出误差越小。
但是，深反馈时，反馈环路在某一频率附加相位移如达到180°,同时输出信号等于输入信号，就会产生自激振荡。
开关电源不同于一般放大器，放大器加负反馈是为了有足够的通频带，足够的稳定增益，减少干扰和减少线性和非线性失真。
而开关电源，如果要等效为放大器的话，输入信号是基准（参考）电压U ref，一般说来，基准电压是不变的；反馈网络就是取样电路，一般是一个分压器，当输出电压和基准一定时，取样电路分压比（k v）也是固定的（U o=k v U ref）。
开关电源不同于放大器，内部（开关频率）和外部干扰（输入电源和负载变化）非常严重，闭环设计目的不仅要求对以上的内部和外部干扰有很强抑制能力，保证静态精度，而且要有良好的动态响应。
对于恒压输出开关电源，就其反馈拓扑而言，输入信号（基准）相当于放大器的输入电压，分压器是反馈网络，这就是一个电压串联负反馈。
如果恒流输出，就是电流串联负反馈。
如果是恒压输出，对电压取样，闭环稳定输出电压。
因此，首先选择稳定的参考电压，通常为5～6V或2.5V，要求极小的动态电阻和温度漂移。
其.次要求开环增益高，使得反馈为深度反馈，输出电压才不受电源电压和负载（干扰）影响和对开关频率纹波抑制。
一般功率电路、滤波和PWM发生电路增益低，只有采用运放（误差放大器）来获得高增益。
再有，由于输出滤波器有两个极点，最大相移180°，如果直接加入运放组成反馈，很容易自激振荡，因此需要相位补偿。
根据不同的电路条件，可以采用Venable三种补偿放大器。
补偿结果既满足稳态要求，又要获得良好的瞬态响应，同时能够抑制低频纹波和对高频分量衰减。
6.4.1 概述图6.31为一个典型的正激变换器闭环调节的例子。
可以看出是一个负反馈系统。
PWM 控制芯片中包含了误差放大器和PWM 形成电路。
控制芯片也提供许多其他的功能，但了解闭环稳定性问题，仅需考虑误差放大器和PWM 。
对于输出电压U o 缓慢或直流变化,闭环当然是稳定的。
例如输入电网或负载变化（干扰），引起U o 的变化，经R 1和R 2取样（反馈网络），送到误差放大器EA 的反相输入端，再与加在EA 同相输入端的参考电压(输入电压)U ref 比较。
将引起EA 的输出直流电平U ea 变化，再送入到脉冲宽度调制器PWM 的输入端A 。
在PWM 中，直流电平U ea 与输入B 端0～3V 三角波U t 比较，产生一个矩形脉冲输出，其宽度t on 等于三角波开始时间t0到PWM 输入B 三角波与直流电平相交时间t1。
此脉冲宽度决定了芯片中输出晶体管导通时间，同时也决定了控制晶体管Q1的导通时间。
U dc 的增加引起U y 的增加，因U o =U y t o n /T ，U o 也随之增加。
U o 增加引起Us 增加，并因此U ea 的减少。
从三角波开始到t1的t on 相应减少， U o 恢复到它的初始值。
当然，反之亦然。
PWM 产生的信号可以从芯片的输出晶体管发射极或集电极输出，经电流放大提供Q1基极驱动。
但不管从那一点－发射极还是集电极－输出，必须保证当U o 增加，要引起t on 减少,即负反馈。
应当注意，大多数PWM 芯片的输出晶体管导通时间是t0到t1。
对于这样的芯片，U s 送到EA 的反相输入端，PWM 信号如果驱动功率NPN 晶体管基极（N 沟道MOSFET 的栅极），则芯片输出晶体管应由发射极输出。
然而，在某些PWM 芯片（TL494）中，它们的导通时间是三角波U t 与直流电平（U ea ）相交时间到三角波终止时间t2。
对于这样的芯片，如果驱动NPN 晶体管，输出晶体管导通（如果从芯片的输出晶体管发射极输出），这样会随晶体管导通时间增加，使得U o 增加，这是正反馈，而不是负反馈。
因此，TL494一类芯片，U s 送到EA 的同相输入端，U o 增加使得导通时间减少，就可以采用芯片的输出晶体管的发射极驱动。
图6.31电路是负反馈且低频稳定。
但在环路内，存在低电平噪音电压和含有丰富连续频谱的瞬态电压。
这些分量通过输出L o ,C o 滤波器、误差放大器和U ea 到U y 的PWM 调节器引起增益改变和相移。
图6.31 典型的正激变换器闭环控制在谐波分量中的一个分量，增益和相移可能导致正反馈，而不再是负反馈，在6.2.7节我们已讨论过闭环振荡的机理。
以下就开关电源作加体分析。
6.4.2 环路增益还是来研究图6.31正激变换器。
假定反馈环在B点－连接到误差放大器的反相输入端断开成开环。
任何一次谐波分量的噪声从B经过EA放大到U ea，由U ea传递到电压U y的平均值,和从Uy的平均值通过L o,C o返回到B b(正好是先前环路断开点)都有增益变化和相移。
这就是6.2.7讨论的环路增益信号通路。
如果假定某个频率f1的信号在B注入到环路中，回到B的信号的幅值和相位被上面提到回路中的元件改变了。
如果改变后的返回的信号与注入的信号相位精确相同，而且幅值等于注入信号，即满足GH＝-1。
要是现在将环闭合（B连接到B b），并且注入信号移开，电路将以频率f1继续振荡。
这个引起开始振荡的f1是噪声频谱中的一个分量。
为达到输出电压（或电流）的静态精度，误差放大器必须有高增益。
高增益就可能引起振荡。
误差放大器以外的传递函数一般无法改变，为避免加入误差放大器以后振荡，一般通过改变误差放大器的频率特性（校正网络），使得环路频率特性以-20dB/dec穿越，并有45°相位裕度，以达到闭环的稳定。
以下我们研究误差放大器以外的电路传递函数的频率特性。
1. 带有LC滤波电路的环路增益G f除了反激变换器（输出滤波仅为输出电容）外，这里讨论的所有拓扑都有输出滤波器。
通常滤波器设计时根据脉动电流为平均值（输出电流）的20%选取滤波电感。
根据允许输出电压纹波和脉动电流值以及电容的ESR选取输出滤波电容。
如果电解电容没有ESR（最新产品），只按脉动电流和允许纹波电压选取。
由此获得输出滤波器的谐振频率，特征阻抗，ESR零点频率。
在频率特性一节图6.7示出了LC滤波器在不同负载下的幅频和相频特性。
为简化讨论，假定滤波器为临界阻尼R o=1.0Z o，带有负载电阻的输出LC滤波器的幅频特性如图6.32(a)中12345所示。
此特性假定输出电容的ESR为零。
在低频时，X c>>X L，输入信号不衰减，增益为1即0dB。
在f0以上，每十倍频C o阻抗以20dB减少，而L o阻抗以20dB增加，使得增益变化斜率为－40dB/dec。
当然在f0增益不是突然转变为－2斜率的。
实际上在f0前增益曲线平滑离开0dB 曲线，并在f0后不久渐近趋向－40dB/dec斜率。
这里为讨论方便，增益曲线突然转向－40dB/dec。
如果使相应于R o=1.0Z o条件下稳定，那么在其它负载也将稳定。
但应研究电路在轻载（R o>>1.0Z o）时的特性，因为在LC滤波器转折频率f= f0增益谐振提升。
滤波电容有ESR 的LC 滤波器幅频特性如图6.35b 的曲线123456。
大多数滤波电容具有ESR 。
在f 0以上的低频段，容抗远远大于ESR ，从U o 看到阻抗仅是容抗起主要作用，斜率仍为-40dB/dec ；在更高频时，esrR C <<1，从输出端看的阻抗只是ESR ，在此频率范围，电路变为LR 滤波，而不是LC 滤波。
即esresr in o f f j R Lj U U G +=+==1111ω& （6-55） 式中转折频率f esr ＝R esr /（2πL ）。
在此频率范围，感抗以20dB/dec 增加，而ESR 保持常数，增益以-20dB/dec 斜率下降。
幅频特性由-40dB/dec 转为-20dB/dec 斜率点为f esr ,这里电容阻抗等于ESR 。
ESR 提供一个零点。
转变是渐近的，但所示的突然转变也足够精确。
2. PWM 增益图6.32(a)中由误差放大器输出到电感输入电压U y 的平均值U aU 的增益是PWM 增益，并定义为G m 。
一般电压型控制芯片中误差放大器的输出U ea 与内部三角波比较产生PWM 信号调整输出电压。
三角波的幅值0~3V(实际上是0.5~3V)。
如果芯片控制推挽（桥式、半桥）电路，变压器频率是芯片频率的一半，占空比D 随误差放大器输出可以在0~1之间改变。
如果是正激，只采用一半脉冲，占空度在0~0.5之间改变。
在图6.34b 中，当U ea ＝0，D =t on /T =0，在U y 的宽度为零， U aU 也为零。
如果U ea 移动到3V ，在三角波的峰值，t on /T =D =0.5，U y 的平均值就是U aU ＝（U sp -1）D ，其中U sp 是变压器次级电压，1为整流二极管压降。
则调制器的直流增益为U aU 与U ea 的比值3)1(5.0-==sp ea oU m V U U G （6-56） 此增益与频率无关。
o U o o R o-606 -80102 103 104 105 f/Hz 102 103 104 105 f/Hz (a) (b)图6.32 临界阻尼LC 滤波器输出电容无ESR （a ）和有ESR(b)幅频特性3. 取样增益－反馈系数图6.31中还有一个增益衰减，就是R 1和R 2组成的采样电路。
大多数PWM 芯片的误差放大器的参考输入端不可能大于2.5V ，因此如果输出电压一旦决定，此增益即为212R R R U U G o s s +==（6-57） 如果输出5V ，采样电阻R 1=R 2，U s （U ref ）与U o 之间的增益为-6dB ，即1/2。
4. 输出LC 滤波器加上PWM 和采样网络的总增益为了得到环路增益波特图，我们先将输出滤波器增益、PWM 增益和采样网络增益之和G t 如图6.33为零。
在f 0转折为esr esr 转折为斜率-20dB/dec 。
由这个曲线可以确定误差放大器的幅频和相频特性以满足稳定环路的两个判据。
6.4.3 误差放大器的幅频特性整形如果将开关电源的闭环作为一个放大器来研究，放大器输入信号为开关电源的参考电压。
从负反馈组态来说是一个电压串联负反馈。
这里误差放大器是一个同相放大器。
从误差放大器的同相端到误差放大器输出、PWM 发生、电源输出和取样返回到误差放大是反相输入端，在任何频率在增益下降到0dB 时附加相位移小于135°。
以下来讨论误差放大器的补偿。
为讨论方便，取样信号加在反相端，放大器输出总是反相，反馈信号返回到反相端附加相移不能超过135°,即45°相位裕度。