固定频率PWM微功率DCDC变换器设计.
高频PWMDC_DC转换器的设计_应建华
⾼频PWMDC_DC转换器的设计_应建华26卷第1期2009年1⽉微电⼦学与计算机M ICROELECTRONICS&COM PUTERVol.26No.1January2009收稿⽇期:2008-02-21⾼频PWM DC/DC转换器的设计应建华,张俊,肖靖帆(华中科技⼤学电⼦科学与技术系,湖北武汉430074)摘要:设计了⼀种基于0.6L m CM OS⼯艺的⾼频PWM升压型DC/DC转换芯⽚.采⽤恒定频率、电流模式的控制结构以提供稳定的电压.本芯⽚在XFAB公司流⽚成功,测试结果表明,芯⽚的开关频率⾼达为1.2MHz,在输⼊电压分别为3.3V、5V的情况下能稳定地分别驱动4个、6个⽩光L ED,输出电压分别为12.8V、18.6V.关键词:DC/DC转换器;电流型;脉宽调制中图分类号:T N4⽂献标识码:A⽂章编号:1000-7180(2009)1-0197-04Design of High Frequency PWM DC/DC ConverterYING Jian-hua,ZHANG Jun,XIAO Jing-fan(Department of Electro nics Science and T echnology,Huazhong U niversit y of Science and Technology,Wuhan430074,China)Abstract:A hig h frequency PWM step-up DC/DC converter w ith low power dissipation w as designed by using0.6L m CM OS process.T he chip uses a constant frequency,cur rent-mode control scheme to provide steady voltag e.T he chip taped out successfully in XFA B Company.T he testing results showed that the frequency was1.2MHz,output v oltage w as12.8V and18.6V,when driving4and6white L ED in3.3V and5V input voltag e.Key words:DC/DC converter;cur rent-mode;pulse w idth modulation(PWM)1引⾔随着⼿机、mp3、PDA等便携式消费电⼦产品的⼴泛应⽤,对供电电源提出了新的要求.为保证系统稳定、可靠地⼯作,通常采⽤DC/DC开关变换器提供⼯作电压.⽂中设计了⼀种开关频率⾼达1.2MH z、电流控制型PWM升压DC/DC开关变换器,采⽤XFAB 公司的0.6L m CM OS⼯艺流⽚成功.测试结果表明,该转换器可稳定驱动串联的4到6个⽩光LED,满⾜系统设计要求.2PWM DC/DC转换器原理分析⽂中设计采⽤⼀种恒定频率、电流模式的控制结构[1],并把功率开关管和控制电路集成到⼀起.芯⽚结构如图1所⽰.SW为开关引脚;FB为输出电压的采样反馈端;SHDN为停机引脚.芯⽚内部主要模块包括基准电压源、误差放⼤器、PWM⽐较器、振荡器、电流采样电路、RS锁存器以及驱动.图1芯⽚电路框图该芯⽚的⼯作原理:在每个振荡周期的开始时, RS锁存器被置位,导通功率管,输出电压的采样值反馈到PWM⽐较器的正向端.当采样电压超过⽐较器的负输⼊端的⽔平时,RS锁存器被复位关闭功率管.通过开关功率管占空⽐的变化,调节输出电压使其稳定.3 主要电路模块设计分析3.1 电压基准源电路在DC -DC 转换器芯⽚中,因为芯⽚的输出功率⽐较⼤,要求带隙基准源在较宽的温度范围内参考源电压波动不⼤;同时由于⼯作电源电压的范围较宽,为了保证输出电压对⼯作电源电压的不敏感性,要设计⾼电源电压抑制⽐(PSRR)的带隙基准源.⽂中设计的带隙基准源电路如图2所⽰,由启动电路、带隙核、放⼤器A 和输出级组成.图2 带隙电路图其信号结构图如图3所⽰.图3 电压基准源信号结构图其中A 1(s )是V cc 到放⼤器A 输出的传函;A 2(s)是V cc 到电压基准源输出V re f 的传函;A 3(s )是放⼤器A 的输出到电压基准源输出V ref 的传函;A 4(s)是电压基准源的输出V re f 到放⼤器A 输⼊的传函;A 5(s)是放⼤器A 的开环传函.分析可知:V ref V cc =[A 1(s)+A 2(s )A 3(S )]@A 3(S )1+A 3(s )A 4(s )A 5(s)(1)通过参数的优化可以得到在低频范围内A 2(0)约等于0,A 3(0)约等于1,A 4(0)约等于1,A 1(0)和A 5(0)的值是与放⼤器A 结构相关的.化简式(1)可得低频电压抑制⽐为PSRR (0)=V ref V cc =1+A 5(0)A 1(0)U A 5(0)A 1(0)(2)为了获得⾼电源抑制⽐,采⽤了⼀种⾃偏置有源负载运算放⼤器A,利⽤⾃偏置电流源闭环反馈改变开环电阻的特性,实现⾼开环增益.晶体管M0、M 1、M2、M 6、M7、M 8构成⾃偏置电流源,M0由n 个(W /L )的MOS 管并联组成,M 1由1个(W /L )的MOS 管组成,M2是n -1个(W /L )的MOS 管并联组成,由电路⼩信号分析可得输出电阻R out =n @r oM0.电压基准源A 5(0)和A 1(0)的表达式分别为A 5(0)=n @g mQ4@r oM0(3)A 1(0)=r oQ4/(1/g -1mM0+r o Q4)U 1(4)电压基准源的低频电压抑制⽐:PSRR (0)U ng m Q4@r oM0(5)在XFAB 公司的X C 06⼯艺下,通过优化g m Q4和r oM 0,对基准源进⾏温度特性、电压调整率和电源抑制⽐仿真,仿真曲线如图4、图5所⽰.从图中可以看到,电压基准源的温度系数是11ppm/e ;低频电压抑制⽐达到92dB .图4 电压基准源温度系数仿真曲线图5 电压基准源PSRR 仿真曲线3.2 振荡器和斜波发⽣器振荡器产⽣恒稳的、周期性时变的输出波形,作为控制功率管开关的时钟.⽂中采⽤基本的充放电振荡器电路[3],⼜称为窗⼝⽐较式振荡器[4],提供⾼达1.2MH z 的开关频率,电路结构如图6所⽰.其⼯作原理:定时电容C 在两个门限电压V A 、V B 之间来回充放电,当定时电容上的电位达到两个门限电平中的某⼀个值时,RS 触发器输出Q 发⽣翻转;然后定时电容上的电位向相反⽅向变化,当其到达另⼀个门限电平时,Q 再次翻转.如此循环,产⽣振荡.198微电⼦学与计算机2009年图6 振荡器和斜波发⽣器电路结构图斜波发⽣器利⽤电流对定时电容的充放电,在电容C 上产⽣所需的斜波信号.产⽣斜波信号的⽬的是对电路进⾏斜波补偿,防⽌在占空⽐⼤于50%的情况下出现次谐波振荡,保证系统稳定性[2].设电容充电电流为I 1,放电电流为I 2,则电容C 的充电时间t 1=V 1-V 2I 1C,电容的放电时间t 2=V 1-V 2I 2,则振荡周期C 为t =t 1+t 2=(V 1-V 2)1I 1+1I 2C (6)由于充放电电流由电压基准源的PTAT 电流产⽣,振荡周期和斜升波的斜率基本保持不变.3.3 误差放⼤器误差放⼤器的作⽤是把反馈信号V FB 与内部基准电压进⾏⽐较,把电压之差放⼤,产⽣电压环误差信号,控制PWM ⽐较器正向输⼊端的电压信号.误差放⼤器的电路如图7所⽰.图7 误差放⼤器电路图由图7可知:M1、M2、M3、M4、M 17、M0、M 8组成误差放⼤器的第⼀放⼤级;M5、M7、M 9和M 10组成误差放⼤器第⼆级放⼤器,第⼆级电路是推挽输出结构,从⽽可以增加输⼊电压跟随能⼒.NMOS 管M 11⽤于对输出电压进⾏钳位,保证了芯⽚刚上电时不会产⽣电感上电流浪涌现象.M 3和M 4构成的交叉耦合结构,引⼊了⼀个局部正反馈,提⾼了第⼀级的放⼤增益,可以计算出从M2的漏级向下看到的等效电阻为:R eq =1/(g m2-g m4)-1,当g m 2>g m4,R eq >0,等效电阻增⼤,提⾼了开环增益:A v1=gm17/(g m2-g m4).第⼆级为推挽输出结构,可计算其增益为A v2=g m7(r 07+r o10).所以整个误差放⼤器的开环增益为A v =A v1A v2=g m17g m 7(r o7+r o10)/(g m2-g m4)(7)输出级的电阻R 1和电容C 1组成系统的补偿⽹络,⽤于保证系统环路的稳定性,其产⽣了极点和零点如下:s p1=1/2P (r o7+r o10)C 1s z1=1/2P R 1C 1其中产⽣的零点s z1⽤于补偿DC -DC 转换器输出负载电阻和滤波电容形成的极点;极点s p1⽤于对开关噪声进⾏衰减[1].误差放⼤器的频率特性的仿真曲线如图8所⽰.图8 误差放⼤器频率特性仿真曲线图8是误差放⼤器的频率特性曲线,由图可见:误差放⼤器的低频增益是48dB,⾸先经历⼀个低频极点,然后出现⼀个低频零点,零点对极点进⾏相位补偿,从⽽保证了DC -DC 转换器电路在单位增益带宽内等效只有⼀个主极点,使整个环路系统稳定.3.4 功率管由于功率管是整个驱动电路的核⼼器件,因此对于功率管的版图设计直接影响到了电路的整体性能.⽂中采⽤了蛇形栅结构的功率管,蛇形栅的结构优点是:(1)结构紧凑,等效宽度⼤,占⽤⾯积⼩;(2)由于多晶硅栅在拐弯处使⽤了135度的⾛向,有效避免了90度情况下局部雪崩击穿现象的发⽣;(3)源漏⾦属接触孔呈对⾓线分布,这使得MOS 器件的击穿特性,尤其是ESD 性能得到了提⾼.4 测试结果本电路已通过流⽚验证,对芯⽚在输⼊电压为199第1期应建华,等:⾼频PWM DC/DC 转换器的设计3.3V,驱动4个LED 和输⼊电压为5V,驱动6个LED 的情况下进⾏了测试,⽤Tektronix 公司的T DS2024B 数字存储⽰波器读取了输出电压波形和SW 开关电压波形,如图9、图10所⽰.图9 V in =3.3V,驱动4个LED图10 V in =5V ,驱动6个LED从图9、图10可以看出,芯⽚的开关频率在1.2MH z 左右,输出电压稳定.在3.3V 的输⼊电压、20~50e 的环境温度下对输出电压和开关频率的温度特性做了测试,并利⽤matlab 对测试数据进⾏了曲线拟合,如图11、图12所⽰.图11 输出电压温度特性图12 开关频率温度特性测试结果表明,当温度从21e 变化到50e 时,输出电压从12.662V 下降到12.436V,开关频率从1.211MH z 上升到1.289MH z.5 结束语⽂中设计了⼀种开关频率为1.2MHz 的DC/DC 转换器,采⽤恒定频率、电流模式的控制结构以提供稳定的电压.最终的测试结果表明,该芯⽚在输⼊电压分别为3.3V 、5V 的情况下能稳定地驱动4个、6个⽩光LED,开关频率在1.2MH z 左右,输出电压分别为12.7V 、18.6V,达到系统设计要求.参考⽂献:[1]Cheung Fai Lee,Philip K T M ok.A monolithic current-mode CM OS DC-DC converter wit h o n-chip cur rent -sensing technique[J].IEEE Journal of Solid-State Cir -cuits,2004,39(1):3-14.[2]韦枫,吴⾦.基于斜波补偿的电流模式PW M DC-DC 系统稳定性分析[J].电⼦器件,2003,26(4):461-463.[3]陈光明,曹家麟,汪西川.峰值电流控制模式BOO ST DC-DC 变换器的斜波发⽣器的设计[J].上海⼤学学报,2004,10(4):357-361.[4]张科峰,林映嫣,张兢,等.具有外同步功能的窗⼝⽐较式CM OS 振荡器的设计[J].微电⼦学与计算机,2007,24(12):183-186.(下转第204页)图1局域世界较⼩的度分布⽐较图图2局域世界稍⼤的度分布⽐较图图3 局域世界不同的度分布⽐较图5 结束语⽂中在BA ⽆标度⽹络模型的基础上分析了该模型的动⼒学机制,为了更接近实际⽹络⽽对新加⼊节点的择优范围作了⼀点修改,提出了⼀个局域世界线性增长的⽹络模型,通过⽤连续介质⽅法对新模型度分布的计算和计算机模拟,得出:随着时间的不断演化,局域世界线性增长的⽹络最终将演化成度分布遵循幂律分布的⽆标度⽹络,幂律指数C =3.这对在现实世界的许多合作⽹络中如何按照不同合作⽹络的动态演化机制,建⽴具体的演化⽹络模型,识别并捕捉影响⽹络拓扑结构形成的主要因素,从⽽加深对⽹络拓扑结构及其动态变化的认识,是⼗分有参考意义的.参考⽂献:[1]张磊,姜弘道.基于校园⽹络的计算[J].微电⼦学与计算机,2007,24(9):1-3.[2]王剑,廖振松.⼀种改进的⽹格作业管理实现能[J].微电⼦学与计算机,2007,24(11):1-2.[3]Barab si A L,Alber t R.Emer gence of scaling in randomnetworks[J].Science,1999,286(5439):509-512.[4]A lbert R,Barab si A L.Statistical mechanics of complexnetworks[J].Reviews of M odern Physics,2002(74):47-97.[5]L i X,Chen G.A local w orld evolving networ k model[J].Physica A ,2003(328):274-286.[6]N ew man M E J.T he structure and function of complexnetworks[J].SIAM Review ,2003(45):167-256.[7]李守伟,钱省三.⽆标度⽹络的指数增长与动态局域世界[J].复杂系统与复杂性科学,2005(1):1-3.[8]郭进利.有向复杂⽹络的Poisson 模型[J].上海理⼯⼤学学报,2006(3):2-3.[9]刘美玲,王仲君.择优选择节点构成的复杂⽹络模型研究[J].系统⼯程与电⼦技术,2006(4):2-3.[10]Deng K E,T ang Y.G rowing netwo rks based on themechanism of addition and deletion[J].Chin.phys.L ett.,2004(21):1858-1860.[11]Bianconi G ,Barabasi A L.Bose -Einstein condensationin complex netw orks[J].Phys.Rev.L ett.,2001(86):5632-5635.作者简介:刘浩⼴男,(1975-),硕⼠研究⽣.研究⽅向为复杂⽹络.蔡绍洪男,(1958-),教授,博⼠⽣导师.研究⽅向为介观量⼦涨落、⾮线性物理、复杂性理论、⾃组织理论.(上接第200页)作者简介:应建华男,(1954-),硕⼠,副教授.研究⽅向为数模混合集成电路.张俊男,(1981-),硕⼠研究⽣.研究⽅向为数模混合集成电路.肖靖帆男,(1983-),硕⼠研究⽣.研究⽅向为数模混合集成电路.。
PWM型DCDC开关变换器研究综述
PWM型DCDC开关变换器研究综述PWM型DC-DC开关变换器通过开关元件的不断开启和关闭实现电能的转换，使得输入电压或电流在输出端产生与输入端不同的电压或电流。
PWM型DC-DC开关变换器的工作原理是利用开关元件将直流电源的电能转换为脉冲形式的电能，然后通过滤波电容和电感等元件进行滤波，最终获得稳定的输出电压或电流。
1.基本拓扑结构：PWM型DC-DC开关变换器有多种不同的拓扑结构，包括升压、降压、升降压和反激等。
研究人员通过对各种拓扑结构的比较与分析，选择最适合特定应用场景的拓扑结构。
2.控制策略：PWM型DC-DC开关变换器的控制策略是保证输出电压或电流稳定的关键。
常见的控制策略包括电流环控制、电压环控制、电压-电流双环控制等。
研究人员通过优化控制策略，提高开关变换器的性能指标，如响应时间、稳态误差和抗干扰能力等。
3.开关元件选型：开关元件的选型对PWM型DC-DC开关变换器的性能具有重要影响。
研究人员通过研究不同类型的开关元件（如MOSFET、IGBT等）的特性和参数，选择最适合特定应用场景的开关元件，并提出相关的控制策略和保护机制。
PWM型DC-DC开关变换器在各个领域中都有广泛的应用。
例如，PWM 型DC-DC开关变换器被应用于电动汽车以提供适宜的电源电压和电流；在太阳能光伏电池系统中，PWM型DC-DC开关变换器被用来调节光伏阵列的输出电压与负载匹配；此外，PWM型DC-DC开关变换器还被用于电力供应系统、通信设备、工业自动化等领域。
综上所述，PWM型DC-DC开关变换器是一种重要的电力转换设备，在不同领域中有广泛的应用。
对PWM型DC-DC开关变换器的研究包括基本拓扑结构、控制策略、开关元件选型和功率损耗分析等方面，通过优化这些关键技术，可以提高开关变换器的性能指标，满足各种应用需求。
PWMDC_DC开关变换器建模_仿真分析研究
４ Ｂｏｏｓｔ 电路的仿 真
４．１ 高频网络平均法和状态空间平均法模型仿真 由 推 广 的 高 频 网 络 平 均 法 和 状 态 平 均 法 公 式 （６）的 数 学 模 型， 应用 Ｓｉｍｕｌｉｎｋ 进行数学建模及波形 ２ Ｂｏｏｓｔ 变换器的低频等效电路模型
术 开关 Ｓ 等效为受控电压源 Ｖｓ、二极管 Ｄ 等效为受控电流源 ＩＤ，在 一 个 开 关 周 期 内 ，
（收 稿 日 期：２００７．８．１３）（修 稿 日 期：２００７．１０．１８）
图 ５ Ｂｏｏｓｔ 变换器原模型的 Ｍａｔｌａｂ 仿真及波形 首次将 高 频 网 络 平 均 法 推 广 到 ＰＷＭ （ＣＣＭ）开 关 变 换 器 中， 并建立了低频模型， 此方法同样适用于 ＤＣＭ 状态的变换器。该 模型推导简单，既容易导出其数学模型，又具有鲜明的电路意义， 非常适于仿真。容易得到电路直流特性， 低频小信号传递函数 等。在其他拓扑电路分析中相比于状态空间平均法可大大简化 分析过程。 本 文 建 模 和 仿 真 方 法 可 应 用 于 Ｂｕｃｋ － Ｂｏｏｓｔ 、Ｃｕｋ、Ｚｅｔａ、 Ｓｅｐｉｃ 以及其它拓扑电路中分析 ＣＣＭ 或 ＤＣＭ 状态的变换器。 本文作者创新点： 以典型 ＰＷＭ Ｂｏｏｓｔ 变换器为例进行了三 种方法建模， 首次将高频网络平均法推 广到 ＰＷＭ 开关变换器 中，并 建 立 了 低 频 模 型 ， 对 状 态 空 间 平 均 法 、推 广 的 高 频 网 络 平 均法、等效小参量法得到的数学模型以及实际电路模型应用 ＭＡＴＬＡＢ 进 行 了 仿 真 和 对 比 ， 得 出 其 适 用 范 围 ， 所 采 用 的 建 模 方法可推广应用于其他变换器。 参考文献 ［１］邱关源． 《现代电路理论》． 高等教育出版社，２００１．１ ［２］王云亮等．《电力电子学》．电子工业出版社，２００４．８ ［３］０ＡＲＴＨＵＲＦ． ＷＩＴＵＬＳＫＩ， ＩＥＥＥ ｔｒａｎｓ．Ｏｎ ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，ｖｏｌ． ５，ｎｏ．１ ＪＡＮＵＡＲＹ，１９９０ Ｅｘｔｅｎｓｉｏｎ ｏｆ Ｓｔａｔｅ － Ｓｐａｃｅ Ａｖｅｒａｇｉｎｇ ｔｏ Ｒｅｓｏｎａｎｔ Ｓｗｉｔｃｈｅｓ ａｎｄ Ｂｅｙｏｎｄ ［４］Ｐ．Ｋｒｅｉｎ ｅｔ．Ｏｎ ｔｈｅ ｕｓｅ ｏｆ ａｖｅｒａｇｉｎｇ ｆｏｒ ｔｈｅ ａｎａｌｙｓｉｓ ｏｆ ｐｏｗｅｒ ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ ｓｙｓｔｅｍｓ． ＩＥＥＥ ｔｒａｎｓ．Ｏｎ ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ．１９９０，５ （２）： １８２－ １９０ ［５］赵录怀 杨育霞 张震。《电路与系统分析—使用 ＭＡＴＬＡＢ》．高 等教育出版社，２００４．７ ［６］ 林波涛 丘水生 ＰＷＭ 开关变换器的符号分析，电子学报， １９９６ 第 ９ 期 ［７］Ｂｏｔａｏ Ｌｉｎ Ｓｈｕｉ － Ｓｈｅｎｇ Ｑｉｕ Ａ Ｕｎｉｆｉｅｄ Ｅｑｕｉｖａｌｅｎｔ Ｃｉｒｃｕｉｔ Ａｎａｌｙｓｉｓ ｏｆ Ｑｕａｓｉ Ｒｅｓｏｎａｎｔ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ：Ｈｉｇｈ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｎｅｔｗｏｒｋ Ａｖｅｒａｇｉｎｇ
PWM电流模式DC-DC降压控制电路的设计
PWM电流模式DC-DC降压控制电路的设计当今消费市场中，便携式电子产品所占比重较大，这种产品要求电池体积小、重量轻、使用时间长。
高效、低压开关DC-DC转换器，通过提高电源转换效率及改进控制技术，达到了所需要求，因此被广泛应用于电子产品中。
本文首先介绍了Buck DC-DC转换器的拓扑结构及工作原理，并且详细论述了两种工作模式。
然后进行了系统的设计与分析，具体介绍了电流感应电路、过流保护电路、带斜坡补偿的振荡器以及同步整流驱动电路等系统关键模块的设计与仿真。
其中，振荡器电路的设计中，利用一种简单的斜坡补偿电路，完成了窗口比较式振荡器的充放电电路的功能，具有简洁高效的特性。
同时，在模块电路设计中，采用0.35µm工艺，从功率级设计开始，详细讨论了元件类型的选择以及电路结构参数的确定。
之后，配以简单的外围电路构成了Buck DC-DC转换器系统，并对其进行了功能仿真，Hspice仿真结果表明，该系统能稳定工作，并满足设计指标的要求。
关键词：PWM峰值电流模式；Buck DC-DC转换器；带斜坡补偿的振荡器Title：DESIGN OF CURRENT-MODE BUCK DC-DC CONVERTER CONTROL ICMajor：Microelectronics and Solid ElectronicsName: 李强Signature: Supervisor: Associate Prof. Lu Gang Signature:AbstractIn today’s consumer market, battery-operated portable electronic devices are ingreat demand. For these devices, small size, light weight, and long battery run-time arethe main demands. The highly efficient low-voltage switch-mode DC–DC convertersare mandatory in these devices for minimizing the size and weight and extending thebattery run-time, by enhancing the efficiency of power supply and improving the control technology.The topology structure and basic principle of buck DC-DC converters areintroduced firstly. Meanwhile, two operation modes are depicted in detail. Then thewhole system is designed and analysis. And the key modules, such as current sensingcircuit, over current protection circuit, and synchronous rectifying driver, are designedand modulated. A simple slope compensation circuit is used to substitute for chargingand discharging capacitor in the window comparator oscillator. And the oscillator issimple and effective.In the module design part, starting with the power stage, the type and parameters selection of electronic devices are discussed. Finally, a whole Buck DC-DC converter system, which can be completed by the control IC with few external parts,is simulatedby Hspice, with 0.35µm CMOS process, whose results indicate that the system is stableand circuit function and performance have perfectly satisfied the design requirements.Key words: PWM peak current-mode control method; Buck DC-DC converter;oscillator with slope compensation circuit 1 引言11.1 开关电源的发展 (1)1.1.1 开关电源的发展现状 (1)1.1.2 开关电源的发展趋势 (2)1.2 开关电源的分类与比较 (3)1.3 本文的主要工作 (4)2 DC-DC转换器的拓扑结构和原理分析52.1 Buck DC-DC转换器的工作原理分析 (5)2.1.1 CCM模式分析 (6)2.1.2 DCM模式分析 (9)2.2 DC-DC转换器的控制方式和控制模式 (11)2.2.1 DC-DC转换器的控制方式 (11)2.2.2 DC-DC转换器的控制模式 (12)3 PWM电流模式DC-DC降压控制电路的设计与分析173.1 系统设计目标及系统结构 (17)3.2 误差放大器的设计与仿真 (18)3.2.1 电路的分析与设计 (18)3.2.2 电路的仿真结果 (22)3.3 带隙基准电压源的设计与仿真 (24)3.3.1 电路的分析与设计 (24)3.3.2 电路的仿真结果 (27)3.4 PWM比较器的设计与仿真 (30)3.4.1 电路设计与分析 (30)3.4.2 电路仿真结果 (31)3.5 电流感应电路与过流保护电路的设计与仿真 (33)3.5.1 电流感应电路设计与分析 (33)3.5.2 过流保护电路的设计与分析 (35)3.5.3 电路的仿真结果 (36)3.6 带斜坡补偿的振荡器电路的设计与仿真 (38)3.6.1 比较器的设计与分析 (39)3.6.2 斜坡补偿电路的设计与分析 (40)4.6.3 脉冲展宽电路的设计与分析 (42)3.6.4 仿真结果 (43)3.7 逻辑控制电路与同步整流驱动电路的设计与仿真 (44)3.7.1 逻辑控制电路的设计与分析 (44)3.7.2 同步整流驱动电路的设计与分析 (45)3.7.3 电路的仿真结果 (47)3.8 软启动电路的设计与仿真 (48)4 整体仿真 504.1 输出电压 (50)4.2 开关管M p和整流管M n导通电阻 (51)4.3 转换效率 (52)结论55致谢56参考文献571 引言电源是一切电子设备的动力心脏，其质量的好坏直接影响电子设备的可靠性和安全性。
DCDC变换器的PWM控制技术
DC/DC变换器的PWM控制技术DC/DC变换器广泛应用于便携装置（如笔记本计算机、蜂窝电话、寻呼机、PDA等）中。
它有两种类型，即线性变换器和开关变换器。
开关变换器因具有效率高、灵活的正负极性和升降压方式的特点，而备受人们的青睐。
开关稳压器利用无源磁性元件和电容电路元件的能量存储特性，从输入电压源获取分离的能量，暂时地把能量以磁场形式存储在电感器中，或以电场形式存储在电容器中，然后将能量转换到负载，实现DC/DC 变换。
实现能量从源到负载的变换需要复杂的控制技术。
现在，大多数采用PWM（脉冲宽度调制）技术。
从输入电源提取的能量随脉宽变化，在一固定周期内保持平均能量转换。
PWM的占空因数（δ）是“on”时间（ton，从电源提取能量的时间）与总开关周期（T）之比。
对于开关稳压器，其稳定的输出电压正比于PWM占空因数，而且控制环路利用“大信号”占空因数做为对电源开关的控制信号。
开关频率和储能元件DC/DC变换器中，功率开关和储能元件的物理尺寸直接受工作频率影响。
磁性元件所耦合的功率是：P（L）=1/2（LI2f）。
随着频率的提高，为保持恒定的功率所要求的电感相应地减小。
由于电感与磁性材料的面积和线匝数有关，所以可以减小电感器的物理尺寸。
电容元件所耦合的功率是：P(c)=1/2(CV2f)，所以储能电容器可实现类似的尺寸减小。
元件尺寸的减小对于电源设计人员和系统设计人员来说都是非常重要的，可使得开关电源占用较小的体积和印刷电路板面积。
开关变换器拓扑结构开关变换器的拓扑结构系指能用于转换、控制和调节输入电压的功率开关元件和储能元件的不同配置。
很多不同的开关稳压器拓扑结构可分为两种基本类型：非隔离型（在工作期间输入源和输出负载共用一个共同的电流通路）和隔离型（能量转换是用一个相互耦合磁性元件（变压器）来实现的，而且从源到负载的耦合是借助于磁通而不是共同的电器）。
变换器拓扑结构是根据系统造价、性能指标和输入线/输出负载特性诸因素选定的。
DCDC电路设计
DCDC电路设计一．题目设计一个PWM开关稳压电源。
要求：输入电压 1-2 V 升压 5-20V二．设计方案方案1：实验原理开关稳压电源原理如图和串联反馈式稳压电路相比，电路增加了LC滤波电路以及产生固定频率的三角波电压发生器和比较其组成的控制电路。
Vi为整流滤波电路输出电压，Vb 为比较器输出电压。
Vb>0时，三极管饱和导通，二极管D截止，电感储能，电容充电，。
而Vb<0时，三极管截止，滤波电感产生自感电势，二极管导通，于是电感中储存的能量向负载释放。
输出电压Vo位Vo=qV1,q为脉冲波形的占空比，故称脉宽调制开关稳压电源。
当Vf>Vref时，比较放大器输出电压Va为负值，Va与固定频率三角波电压Vt 相比较，得到Vb的的方波波型，其占孔比q<50%,使输出电压下降到预定的稳压值。
同理，V1下降，Vo也下降，Vf<Vref,Va为正值，Vb的占空比<50%，输出电压上升到预定值。
具体实验电路三角波发生器电路为方案2：DC/DC变换器的基本类型开关电源是进行交流/直流、直流/直流，直流/交流的功率变换的电源，其核心部分就是DC/DC变换器。
其工作原理：控制通/断电时间比可以改变的电子开关元件，将直流电能变换为脉冲状交流电能，然后通过储能元件或变压器对脉冲交流电能的幅度按人们的要求做必要的变换，再经平滑滤波器变为直流。
升压型变换器如图表1，当开关管VT导通时，电流经电感L和开关管入地，电感上的电压降左端为正，右端为负，随着电流的增大，储存于电感中的磁能增大；当开关管截止时，电感上的电压调转极性，左端为负，右端为正，二极管导通，电流对电容C充电。
可见，输出电压UO高于输入电压UI。
在VT导通，VD截止期，负载上的电流是有电容放电维持的。
在开关管和二极管导通时的电压降远比输入的电压小时，则在VT导通期间ILMAX=ILMIN+UI/L*ton在VT截止期间ILMIN=ILMAX－（UO－UI）/L*toff由以上二式可得UO=UI(ton-toff)/toff=1/(1-D)*UI图表 1a．b两点为输出电压u。
基于SG3525的DCDC直流变换器的设计
基于SG3525的DC/DC直流变换器的设计***(******，******)摘要本文调研分析了DC/DC变换器并联均流技术及其发展现状，介绍了集成芯片SG3525定频PWM的特点和主要功能，针对升压隔离推挽正激DC/DC变换器的工作原理及其特点，通过添加电流环为内环并将均流环和电压环并列，设计了一个基于改进式自主均流控制的DC/DC变换器并联系统。
电源模块中，控制电路主要由电压霍尔元件，电流霍尔元件，集成运放LM324N，PWM芯片SG3525AN 和隔离驱动电路构成，实现了DC/DC直流变换的作用。
关键词SG3525；改进式自主均流；升压隔离型推挽正激；DC/DC变换1 绪论随着电能变换技术的发展, 功率MOSFET在开关变换器中开始广泛使用。
为此, 美国硅通用半导体公司推出了SG3525, 以用于驱动沟道功率MOSFET。
SG3525是一种性能优良、功能齐全和通用性强的单片集成控制芯片, 它简单可靠及使用方便灵活, 输出驱动为推拉输出形式，增加了驱动能力内部含有欠压锁定电路、软启动控制电路、PWM锁存器, 有过流保护功能, 频率可调, 同时能限制最大占空比。
电源系统的发展趋势是采用新型功率器件实现高性能电源模块化，再通过并联进行扩容，从而充分利用新型开关器件的高频优势，如减小系统体积、降低噪音、提高动态响应速度等。
目前，大量电子设备，特别是计算机、通讯、空间站等大型设备，均要求组建一个大容量、安全可靠、不间断供电的电源系统。
如果使用单台电源来供电，该变换器将处理巨大的功率，电应力很大，而电力电子器件性能有限，要将单台变换器的容量做的很大比较困难。
与传统的单电源供电相比，并联电源系统具有很多优点，如可实现大电流、高效率；有较高的可靠性；能够实现电源容量的可扩充性；可降低成本投入等。
因而，并联均流技术将在大功率电源系统的应用中起主导作用[1]。
电子技术不断快速发展，推动信息产业、电源设计行业的不断兴起，因此，学习知识必须更加注重理论紧密联系实际，掌握知识就要更加强调解决应用创新的能力。
DC／DC变换器的设计
DC／DC变换器的设计DC/DC变换器是一种电力电子设备，用于将一个直流电源的电压转换为另一个直流电压。
它在电子设备中广泛应用，例如电气车辆、太阳能发电系统和电视机等。
DC/DC变换器的设计需要考虑以下几个方面：1.输入电压范围：根据应用需要，确定所需的输入电压范围。
这有助于选取合适的输入滤波电容和保护电路。
2.输出电压和电流：确定所需的输出电压和电流，并计算所需的功率。
这有助于确定合适的变压器、开关管和输出滤波电容。
3.开关频率：选择适当的开关频率，以平衡系统效率和元件尺寸。
通常，高开关频率可以减小元件的尺寸，但也会增加开关损耗。
4.控制策略：选择合适的控制策略，例如脉宽调制（PWM）或脉冲频率调制（PFM）。
PWM控制可实现快速响应和精确的输出电压稳定性，而PFM控制则可实现高效和高功率因素。
5.过压保护和过流保护：设计合适的过压保护和过流保护电路，以确保系统在故障情况下可靠工作。
6.效率和温度管理：优化设计，以提高系统的能量转换效率，并采取措施来控制元件的温度，以保证长期可靠性。
7.噪声和EMI控制：设计合适的滤波电路和接地布局，以降低系统的输出噪声和电磁干扰。
8.反馈控制：设计适当的反馈控制回路，以实现输出电压的稳定性和动态响应。
9.元件选型和参数计算：根据应用需求，选择适当的开关管、变压器、电感和电容，并计算它们的参数，以满足设计要求。
一般而言，DC/DC变换器的设计可以分为几个主要步骤：确定电路拓扑，选择工作模式，计算各个元件的参数，进行电路仿真和稳定性分析，制作原型并进行实验验证，最后进行性能优化和可靠性测试。
总的来说，DC/DC变换器的设计需要综合考虑输入输出电压、电流、开关频率、控制策略、保护电路、效率、温度管理、EMI控制和反馈控制等因素。
通过系统性的设计和优化，可以实现高效、稳定和可靠的DC/DC变换器。
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固定频率PWM微功率DC/DC变换器设计
在电池供电的计算机,消费类产品和工业设备中,DC/DC变换器是重要的部件。
变换器有两种类型：线性变换器和开关变换器。
开关变换器主要有三种拓扑结构：降压变换器（开关稳压器将一输入电压变换成一较低的稳定输出电压）;升压变换器（开关稳压器将一输入电压变换成一较高的稳定输出电压）;反激变换器（开关稳压器将一输入电压变换成一较低的稳定反相输出电压）。
在此用Motorola的MC33466微功率开关稳压器来设计降压变换器、升压变换器
在电池供电的计算机,消费类产品和工业设备中,DC/DC变换器是重要的部件。
变换器有两种类型：线性变换器和开关变换器。
开关变换器主要有三种拓扑结构：降压变换器（开关稳压器将一输入电压变换成一较低的稳定输出电压）;升压变换器（开关稳压器将一输入电压变换成一较高的稳定输出电压）;反激变换器（开关稳压器将一输入电压变换成一较低的稳定反相输出电压）。
在此用Motorola的MC33466微功率开关稳压器来设计降压变换器、升压变换器和反激变换器。
MC33466器件具有非常低的静态偏置电流（典型值15μA）,含有高精度电压基准、振荡器、脉宽调制（PWM）控制器、驱动晶体管、误差放大器、反馈电阻分压器等。
MC33466变换器工作如同一个固定频率电压模式稳压器。
变换器工作在非连续模式,在晶体管开关导通期间,电感电流跃变到峰值大于或等于dc输入电流的两倍值。
在晶体管开关的关闭期间,电感电流跃变到零,直到另一个转换周期开始为止。
因为输出电压端也同样作为电源电压来为内部电路供电,所以在降压变换器和反激变换器设计中,需要一个外部启动电路为集成电距开始转换提供起始功率。
图1、图2和图3分别为用MC33466设计的升压变换器、降压变换器和反激变换器。
在图3和图3中的启动电路用三个分立元件组成。
在变换器设计中必须选择下列参数：
Vin--额定工作的dc输入电压
Vo--所希望的dc输出电压
Io--所希望的dc输出电流
Vripple(pp)--所希望的峰-峰输出波纹电压。
为使性能最佳,波纹电压应该保持一低数值一,因为它将直接影响电源电压调整率和负载调整率。
D--工作占空因数,等于ton（fs）。
对于升压和反激应用此参数必须选择小于0.5。
在变换器设计中,电路参数的设计公式示于表1。
下面给出一个降压变换设计的实例。
具体要求是：Vin=8.0V,输出电压3.3V（300mA）,输出纹波小于300mVpp,Ro=Vo / Io=10Ω。
因为这是一个非连续模式设计,所以D<Vo
/ Vin = 3.3 / 8 =0.41,选择D
ton≈D / fs =0.33 /
(50kHz)=6.6μs
L<(Vin-Vo)(ton)
/ 2Io=(8-3.3)(6.6μs) / [2(0.3)]=51.7μH
选择L=47μH
IL(pk)=(Vin-Vo)(ton)
/ L=(8-3.3)(6.6μs) / (47μH)=660mA
ESR
/ (660mA)=0.455Ω
选择Co为两个330μF钽片电容器。
每个电容额定ESR（等效串联电阻）为
0.9Ω。
一个完整的电路图示于图2。