正激变换器电流峰值控制建模
峰值电流模式控制总结(完整版)
峰值电流模式控制总结PWM (Peak Current-mode Control PWM)峰值电流模式控制简称电流模式控制。
它的概念在60年代后期来源于具有原边电流保护功能的单端自激式反激开关电源。
在70年代后期才从学术上作深入地建模研究。
直至80年代初期，第一批电流模式控制PWM集成电路（UC3842、UC3846）的出现使得电流模式控制迅速推广应用，主要用于单端及推挽电路。
近年来，由于大占空比时所必需的同步不失真斜坡补偿技术实现上的难度及抗噪声性能差，电流模式控制面临着改善性能后的电压模式控制的挑战。
如图1所示，误差电压信号 Ue 送至PWM比较器后，并不是象电压模式那样与振荡电路产生的固定三角波状电压斜坡比较，而是与一个变化的其比较，然后得到峰值代表输出电感电流峰值的三角状波形或梯形尖角状合成波形信号UΣPWM脉冲关断时刻。
因此(峰值)电流模式控制不是用电压误差信号直接控制PWM脉冲宽度，而是直接控制峰值输出侧的电感电流大小，然后间接地控制PWM脉冲宽度。
图1采用斜坡补偿的BUCK电流型控制1. 峰值电流模式控制PWM的优点:①暂态闭环响应较快，对输入电压的变化和输出负载的变化的瞬态响应均快；峰值电流模式控制PWM是双闭环控制系统，电压外环控制电流内环。
电流内环是瞬时快速按照逐个脉冲工作的。
功率级是由电流内环控制的电流源，而电压外环控制此功率级电流源。
在该双环控制中，电流内环只负责输出电感的动态变化，因而电压外环仅需控制输出电容，不必控制LC储能电路。
由于这些，峰值电流模式控制PWM具有比起电压模式控制大得多的带宽。
②虽然电源的L－C滤波电路为二阶电路，但增加了电流内环控制后，只有当误差电压发生变化时，才会导致电感电流发生变化。
即误差电压决定电感电流上升的程度，进而决定功率开关的占空比。
因此，可看作是一个电流源，电感电流与负载电流之间有了一定的约束关系，使电感电流不再是独立变量，整个反馈电路变成了一阶电路，由于反馈信号电路与电压型相比，减少了一阶，因此误差放大器的控制环补偿网络得以简化，稳定度得以提高并且改善了频响，具有更大的增益带宽乘积。
电力电子系统建模与控制DC-DC变换器电流峰值控制及其建模精选课件
第5章 DC-DC变换器电流峰值控制及其建模
1. 稳定性问题
以Buck电路为例，电流峰值控制结构图如图5.1所示。 稳态时电感电流连续时的波形如图5.2所示，其中m1和 -m2分别是开关管ON和OFF期间电流波形的斜率。
在开关管导通期间，电感电流线性增长，在t=αT时刻， 电感电流达到最大值（即电流指令iC）。则有
D2T v~g
(1 2D)T v~ )
MaT
2L
2L
写成一般形式如下式所示，对应的控制系统结构图见
图5.6，其中电压环为内环，电压环的给定是
~
iC
i~L
，电压环的反馈是 Fgv~g
Fvv~
，电流环的给定是
~
iC
，电流环的反馈是
~
iL
~
~
Fm(iC
~
iL
Fgv~g
Fvv~ )
第5章 DC-DC变换器电流峰值控制及其建模
第5章 DC-DC变换器电流峰值控制及其建模
5.1 电流峰值控制概念 5.2 电流峰值小信号模型 5.3 改进的电流控制模型
第5章 DC-DC变换器电流峰值控制及其建模
5.1 电流峰值控制概念
在DC/DC变换电路中，一般控制功率开关管占空比的 信号是由调制信号与锯齿波载波信号比较后获得的，而电 流峰值控制（CPM）中，是用功率开关管电流波形或电感 电流波形代替锯齿波调制信号，以获得所需的PWM控制信 号。
在高频段 Tv(s) / Zo(s) 可近似为一阶环节，即
Tv(s) / Zo(s) 1 M2
s MaTD
则穿越频率 c M2 ，低频时 || Tv(s) / Zo(s) ||1 ，则
推挽正激变换器关键参数的计算及仿真
参考文献
输 出误差作为 不确定度 ，然后采用证据 理论进 行决策层 故障诊 断。当样本之 间存在 证据 冲突 时 ，采用加权证 据理论融合诊 断，首 先对 测点 ｌ 与测 点２ 的信息融 合 ，将 融合结 果再与测 点３ 的数据融 合得 到三个测 点的最终融合 结果，如 表４ ． ２ 所 示 ，ｍ （ ） 表示 不 确 定度 ，ｍ（ Ｆ １ ） 、 ｍ （ Ｆ ２ ） 、ｍ（ Ｆ ３ ） 分别表示对正 常状态、左ｌ 右６ 双 缸 断油、空气滤清器堵塞这 三个证据体的支持 程度 。 对 表４ ． ２ 中采 用经 典Ｄ — Ｓ 证 据理 论与 加权 Ｄ — Ｓ 理论 这两 种 融 合 方法 的融 合结 果 进 行分 析 。在故障Ｆ ２ 的数据 中，样 本１ 和样本２ 采用经 典Ｄ － Ｓ 证据 理论 融合后 ，ｍ（ Ｆ １ ） 和ｍ（ Ｆ ２ ） 的基本 概 率 分 配 值 几 乎 相 等 ，ｍ（ Ｆ １ ） ＝ ０ ． ４ ５ ５ ９ ， ｍ（ Ｆ ２ ） ＝ Ｏ ． ４ ５ ３ ８ ，因此 ，无法 依据融合结果进行 最 终决策 ，基 于加 权Ｄ — Ｓ 证据 理论组 合规则融 合ｍ （ Ｆ Ｉ ） 和鬲 得 到融合结果ｍ （ Ｆ Ｉ ） ＝ Ｏ ． ０ ２ ２ ４ ， ｍ （ Ｆ ２ ） ＝ ０ ． ９ ７ ４ ４ ，诊断结 果Ｆ ２ 故障是正确 的，为 进 一步决策奠定基础 。出现这种差异是 由于存 在 冲突证据 ，第二个测 点的传感器可能 出现偏
真 ，最后得 出，理论和仿真一致，推挽 正激变换器适用于低压大电流场合。
【 关键词 】推挽正激电路 ；参数计 算；Ｓ ａ ｂ ｅ ｒ
１ ． 引言
氢 是 宇宙 中含 量 最丰 富的 元素 ，氢 能清 洁 、高效、安全 ，被视 为２ １ 世纪最具发展潜力 的能源 。氢能的开发利用 对世界能源结构 的变 革举 足轻重 ，燃料 电池 （ Ｆ ｕ ｅ ｌ Ｃ ｅ ｌ １ ）则正是 其 突破 口 燃料 电池输 出为低压大 电流 的直流 电，在负载变化时其输 出电压变化范 围宽且动 态 响应速 度较慢 ，这要 求Ｄ Ｃ ／ Ｄ Ｃ 变换器 能适应 低压 大电流 、宽范 围输 入电压工作 ，并具有较 快 的动态响应速 度…。本 文提 出一种适用于燃 料 电池发 电系统 的推挽 正激拓扑 电路 ，并通过 Ｓ ａ ｂ ｅ ｒ 仿真软件对其进行分析 。 ２ ． 推挽正激电路分析 ２ ． １推挽正激 电路基本原理 图ｌ 为推挽正 激 电路 ，整个 电路有开 关管 、 ， Ｉ 、ｖ ’ ，两个原边绕 组 Ｎ Ｎ 两 开关管之 间 串有箝位 电容 Ｃ，在变压 器副边 有副边绕组 Ｎ ，全桥式整流电路 由二极管Ｄ ，Ｄ ，Ｄ ，Ｄ 以及输 出滤波器Ｌ ｃ 组成 。其中Ｄ 、Ｄ 为开关管 Ｖ Ｉ 、 的寄生反并二极管， 、 为ｖ ｌ 、 寄 生 的结 电容。当开关管 Ｖ Ｉ 导通 时，输 入电源和 原边绕组 Ｎ 并联 ，电容 Ｃ和 Ｎ 并联 同时向负
六种基本DCDC变换器拓扑结构总结
六种基本DC/DC变换器拓扑，依次为buck,boost,buck-boost,cuk,zeta,sepic变换器半桥变换器也是双端变换器,以上是两种拓扑。
半桥开关管电压应力为输入电压.而且由于另外一个桥臂上的电容,具有抗偏磁能力,但是对于上面一种拓扑,通常还会加隔直电容来提高抗偏磁能力.但是如果采用峰值电流控制,要注意一个问题,就是有可能会导致电容安秒不平衡的问题.要需要其他方法来解决。
半桥变换器可以通过不对称控制来实现ZVS,也就是两个管子交替导通,一个占空比为D,另外一个就为1-D.就是所谓的不对称半桥,通常采用下面一种拓扑.对于不对称半桥可以采用峰值电流控制。
正激变换器绕组复位正激变换器LCD复位正激变换器RCD复位正激变换器有源钳位正激变换器双管正激吸收双正激有源钳位双正激原边钳位双正激软开关双正激推挽变换器无损吸收推挽变换器推挽变换器:推挽变换器是双端变换器.其实是两个正激变换器通过变压器耦合而来,基本推挽变换器好处是驱动不需隔离,变压器双端磁化,只要两个开关管.但是,变压器绕组利用率低,开关管电压应力为输入两倍,所以一般只适合低压输入的场合.而且有个问题就是会出现偏磁,所以要采用电流型控制等方法来避免.如果将两个双管正激同样耦合,可以构成四开关管的推挽变换器,也就是所谓的双双管正激.其管子电压应力下降为输入电压.其他等同.推挽正激是最近出现的一种新拓扑,通过一个电容来解决变换器漏感尖峰,偏磁等问题.在VRM中有应用.半桥变换器也是双端变换器,以上是两种拓扑.半桥开关管电压应力为输入电压.而且由于另外一个桥臂上的电容,具有抗偏磁能力,但是对于上面一种拓扑,通常还会加隔直电容来提高抗偏磁能力.但是如果采用峰值电流控制,要注意一个问题,就是有可能会导致电容安秒不平衡的问题.要需要其他方法来解决.半桥变换器可以通过不对称控制来实现ZVS,也就是两个管子交替导通,一个占空比为D,另外一个就为1-D.就是所谓的不对称半桥,通常采用下面一种拓扑.对于不对称半桥可以采用峰值电流控制.全桥变换器全桥变换器在大功率场合是最常用了,特别是移项ZVS和ZVZCS 接下去,会收集一些三电平变换器贴出来,在以后就给出boost族的隔离变换器....反激变换器.....正反激变换器......APFC.....PPFC.... 单级PFC.....谐振变换器等.....三电平变换器(three level converter)选了看起来比较舒服的两个拓扑,这些三电平是半桥演化而来,同样可以演化出多电平变换器,合适高压输入场合.而且可以通过全桥的移相控制方式实现软开关.。
Flyback正激变换器
第1章Flyback正激变换器的工作原理1.1 引言有隔离变换器的DC/DC变换器按照铁芯磁化方式，可分为双端变换器(全桥、半桥、推挽等)和单端变换器(正激式、反激式等)。
和双端变换器比较，单端变换器线路简单、无功率管共导通问题、也不存在高频变换器单向偏磁和瞬间饱和问题，但由于高频变换器只工作在磁滞回线一侧，利用率低。
因此，它只适用于中小功率输出场合。
单端正激变换器是一个隔离开关变换器，隔离型变换器的一个根本特点是有一个用于隔离的高频变压器，所以可以用于高电压的场合。
由于引入了高频变压器极大的增加了变换器的种类，丰富了变换器的功能，也有效的扩大了变换器的使用范围。
单端正激变换器拓扑以其结构简单、工作可靠、成本低廉而被广泛应用于独立的离线式中小功率电源设计中。
在计算机、通讯、工业控制、仪器仪表、医疗设备等领域，这类电源具有广阔的市场需求。
当今，节能和环保已成为全球对耗能设备的基本要求。
所以，供电单元的效率和电磁兼容性自然成为开关电源的两项重要指标。
而传统的单端正激拓扑，由于其磁特性工作在第一象限，并且是硬开关工作模式，决定了该电路存在一些固有的缺陷：变压器体积大，损耗大；开关器件电压应力高，开关损耗大；dv/dt和di/dt大等。
为了克服这些缺陷，提出了有源钳位正激变换器拓扑，从根本上改变了单端正激变换器的运行特性，并且能够实现零电压软开关工作模式，从而大量地减少了开关器件和变压器的功耗，降低了dv /dt和di/dt，改善了电磁兼容性。
因此，有源钳位正激变换器拓扑迅速获得了广泛的应用。
本章主要介绍Flyback型有源箝位正激变换器的稳态工作原理与电路设计。
1.2 Flyback 型有源箝位正激变换器稳态工作原理有源箝位正激变换器由有源箝位支路和功率输出电路组成。
有源箝位支路由箝位开关和箝位电容串联组成，并联在主开关或变压器原边绕组两端。
利用箝位电容及开关管的输出电容与变压器绕组的激磁电感谐振，创造主开关和箝位开关的ZVS 工作条件，并在主开关关断期间，利用箝位电容的电压限制主开关两端的电压基本保持不变，从而避免了主开关过大的电压应力；另一方面，在正激变换器中采用有源箝位技术还可实现变压器铁芯的自动磁复位，并可以使激磁电流沿正负两个方向流动，使其工作在双向对称磁化状态，提高了铁芯的利用率。
正激变换器电流峰值控制建模
i1
t Ts
v1 t Ts
1 2
Lic2
t
fs
v2 t Ts (1
ma m1
)2
输出端口的电压控制受控电流源为
i2
t Ts
1 2
m1d12 t Ts v1 t Ts v2 t Ts
建立线性化小信号模型
采用加扰动与线性化的方法可以得到 CPM DCM DC/DC 变换器线性化小信号模 型
图 1-3 Buck 变换器线性化小信号模型
t Ts
1 2
m1d12
t Ts v1
t Ts
p t Ts
在阶段 1，能量通过主开关存储至电感中，输入能量为
w
1 2
Lipk 2
二端口开关网络输出电流i2 (t ) 如图 1-2 所示。i2 (t ) 的开关周期平均值为
i2
t Ts
1 Ts
t TS t
i2
d
1 2
i
pk
d1
d2
因为电感电压在一个周期的平均值为0，可以得到
)
vˆg
控制电流到输出电压的传递函数：
Gvc (s)
vˆ(s)
iˆc
(
s） vˆg
(
s
)
0
1
FmGvd Fm (Gid FvGvd
)
输入电压到输出电压的传递函数：
Gvgcpm (s)
vˆ(s)
vˆg
(
s） iˆc
(
s
)
0
Gvg
Fm FgGvd Fm (GvgGid GigGvd ) 1 Fm (Gid FvGvd )
iˆc (t)
iˆL (t)
电压、电流的反馈控制模式
电压、电流的反馈控制模式电压、电流的反馈控制模式现在的高频开关稳压电源主要有五种PWM反馈控制模式。
电源的输入电压、电流等信号在作为取样控制信号时，大多需经过处理。
针对不同的控制模式其处理方式也不同。
下面以由VDMOS开关器件构成的稳压正激型降压斩波器为例，叙述五种PWM反馈控制模式的进展过程、基本工作原理、电路原理暗示图、波形、特点及应用要｀氪，以利于挑选应用及仿真建模讨论。
（1）电压反馈控制模式电压反馈控制模式是20世纪60年月后期高频开关稳压电源刚刚开头进展而采纳的一种控制办法。
该办法与一些须要的过电流庇护电路相结合，至今仍然在工业界被广泛应用。
如图1（a）所示为Buck 降压斩波器的电压模式控制原理图。
电压反馈控制模式惟独一个电压反馈闭环，且采纳的是脉冲宽度调制法，即将经电压误差放大器放大的慢变化的直流采样信号与恒定频率的三角波上斜坡信号相比较，经脉冲宽度调制得到一定宽度的脉冲控制信号，电路的各点波形如图1（a）所示。
逐个脉冲的限流庇护电路必需另外附加。
电压反馈控制模式的优点如下。
①PWM三角波幅值较大，脉冲宽度调整时具有较好的抗噪声裕量。
①占空比调整不受限制。
①对于多路输出电源而言，它们之间的交互调整特性较好。
①单一反馈电压闭环的设计、调试比较简单。
①对输出负载的变化有较好的响应调整。
电压反馈控制模式的缺点如下。
①对输入电压的变化动态响应较慢。
当输入电压骤然变小或负载阻抗骤然变小时，由于主电路中的输出电容C及电感L有较大的相移延时作用，输出电压的变小也延时滞后，而输出电压变小的信息还要经过电压误差放大器的补偿电路延时滞后，才干传至PWM比较器将脉宽展宽。
这两个延时滞后作用是动态响应慢的主要缘由。
①补偿网络设计原来就较为复杂，闭环增益随输入电压而变化的现象使其更为复杂。
①输出端的LC滤波器给控制环增强了双极点，在补偿设计误差放大器时，需要将主极点低频衰减，或者增强一个零点举行补偿。
①在控制磁芯饱和故障状态方面较为棘手和复杂。
开关电源PWM的五种反馈控制模式
一、引言PWM开关稳压或稳流电源基本工作原理就是在输入电压变化、内部参数变化、外接负载变化的情况下，控制电路通过被控制信号与基准信号的差值进行闭环反馈，调节主电路开关器件的导通脉冲宽度，使得开关电源的输出电压或电流等被控制信号稳定。
PWM的开关频率一般为恒定，控制取样信号有：输出电压、输入电压、输出电流、输出电感电压、开关器件峰值电流。
由这些信号可以构成单环、双环或多环反馈系统，实现稳压、稳流及恒定功率的目的，同时可以实现一些附带的过流保护、抗偏磁、均流等功能。
对于定频调宽的PWM闭环反馈控制系统，主要有五种PWM反馈控制模式。
下面以VDMOS开关器件构成的稳压正激型降压斩波器为例说明五种PWM反馈控制模式的发展过程、基本工作原理、详细电路原理示意图、波形、特点及应用要点，以利于选择应用及仿真建模研究。
二、开关电源PWM的五种反馈控制模式1. 电压模式控制PWM (VOLTAGE-MODE CONTROL PWM)：如图1所示为BUCK降压斩波器的电压模式控制PWM反馈系统原理图。
电压模式控制PWM是六十年代后期开关稳压电源刚刚开始发展起就采用的第一种控制方法。
该方法与一些必要的过电流保护电路相结合，至今仍然在工业界很好地被广泛应用。
电压模式控制只有一个电压反馈闭环，采用脉冲宽度调制法，即将电压误差放大器采样放大的慢变化的直流信号与恒定频率的三角波上斜波相比较，通过脉冲宽度调制原理，得到当时的脉冲宽度，见图1A中波形所示。
逐个脉冲的限流保护电路必须另外附加。
主要缺点是暂态响应慢。
当输入电压突然变小或负载阻抗突然变小时，因为有较大的输出电容C及电感L相移延时作用，输出电压的变小也延时滞后，输出电压变小的信息还要经过电压误差放大器的补偿电路延时滞后，才能传至PWM比较器将脉宽展宽。
这两个延时滞后作用是暂态响应慢的主要原因。
图1A电压误差运算放大器（E/A）的作用有三：①将输出电压与给定电压的差值进行放大及反馈，保证稳态时的稳压精度。
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由于正激变换电路与Buck变换电路作用相似，因此在这里主要分析Buck变换电 路的cpm控制动态模型。
图 1-1 DCM Buck 变换器的 CPM 控制 图中点划线部分为二端口开关网络。电感电流与波形表 示在图 1-1b 中，这 里电流峰值控制中引入锯齿波补偿。
求解输入输出端口的受控电流源
如图 1-1b 所示，电感电流峰值为
(
s
)
0
Gvg
Fm FgGvd Fm (GvgGid GigGvd 1 Fm (Gid FvGvd )
)
其中 GvgGid GigGvd 0
Gvg cpm
(s)
Gvg 1 Fm
Fm FgGvd (Gid FvGvd
)
DR N
1 den(s)
Fm Fg
VR D
1 den(s)
1
Fm
(
V D
图 1-2 开关网络端口变量
1 sCR den(s)
其中，den(s) s2LCR sL R
Gvg
(s)
vˆ(s) vˆg (s）dˆ(s)0
DR N
1 den(s)
Gig (s)
iˆL (s) vˆg (s）dˆ(s)0
D N
1 sCR den(s)
锯齿波补偿的峰值电流控制中：
dˆ(t)
1 M aTs
iˆc (t)
Fm
1 M aTs
Fg
D2Ts 2NL
Fv
(1 2D)Ts 2L
电流控制器的框图
电流峰值控制正激变换器的小信号模型
正激变换器的传递函数 dˆ
vˆ(s) Gvd (s)dˆ(s) Gvg (s)vˆg (s) iˆL (s) Gid (s)dˆ(s) Gig (s)vˆg (s)
Gvd
(s)
)
vˆg
控制电流到输出电压的传递函数：
Gvc (s)
vˆ(s)
iˆc
(
s） vˆg
(
s
)
0
1
FmGvd Fm (Gid FvGvd
)
输入电压到输出电压的传递函数：
Gvgcpm (s)
vˆ(s)
vˆg
(
s） iˆc
(
s
)
0
Gvg
Fm FgGvd Fm (GvgGid GigGvd ) 1 Fm (Gid FvGvd )
iˆL (t)
D 2Ts 2
mˆ1(t)
D '2Ts 2
mˆ 2 (t)
正激变换器电感电流变化率：
mˆ1
1 NL
vˆg
1 L
vˆ
mˆ 2
1 L
vˆ
dˆ(t)
1 M aTs
iˆc (t)
iˆL (t)
D2Ts 2
1 NL
vˆg
1 L
vˆ
D'2Ts 2
1 L
vˆ
dˆ(t)
1 M aTs
vˆ(s)
Gvg (s)
dˆ(s）vˆg (s)0
vˆ(s) vˆg (s）dˆ(s)0
Gid
(s)
iˆL (s) dˆ ( s）vˆg
(
s
)
0
Gig
(s)
iˆL (s) vˆg (s）dˆ(s)0
Fv
dˆ(t)
Gvd (s)
vˆ
iˆc
Fm
Gid (s)
Fg
vˆg
Gvg (s)
iˆL
Gig (s)
正激变换器的电流峰值控制建模 （CCM）
N:1
+
D1
L
D2
+
C R V0
-
Vg
S
-
正激变换器的基本拓扑
正激变换器占空比控制的小信号模型（统一电路模型）
由此可得：
vˆ(s)
VR 1
Gvd (s) dˆ(s）vˆg (s)0 D den(s)
Gid
(s)
iˆL (s) dˆ(s）vˆg (s)0
V D
1 sRC den(s)
Fv
VR D
1) den(s)
Gvgcpm (s)
den(s) R
D N
Fm Fg
V D
FmV 1 sRC
DR
Fm Fv
V D
D FmFgV
Gg 0
N 1 FmV
D FmFvV
1 M2
D
2M a
N 1 FmV FmFvV
DR D
DR D
If
Ma
1 2
M2
Ggo 0
dˆ
Fm (1 FmGid )
iˆc
Gig
Fg
vˆg
Fvvˆ
vˆ(s) Gvd (s)dˆ(s) Gvg (s)vˆg (s)
代入 dˆ(t) 得
vˆ
1
FmGvd Fm (Gid FvGvd
)
iˆc
Gvg
Fm FgGvd Fm (GvgGid GigGvd 1 Fm (Gid FvGvd )
iˆc (t)
iˆL (t)
D2Ts 2NL
vˆg
1 2DTs
2L
vˆ
电流峰值控制时占空比函数的一般形式为：
dˆ(t) Fm iˆc (t) iˆL (t) Fgvˆg Fvvˆ
dˆ(t)
1 M aTs
iˆc (t) iˆL (t)
D2Ts 2NL
vˆg
1 2DTs
2L
vˆ
标准形式：
Gvc (s)
Gco
2
1
s
Qcc
s
c
Gco
V D
1
Fm FmV
Fm FvV
DR D
c
1 LC
1 FmV Fm FvV DR D
Qc R
C L
1 FmV Fm FvV DR D
1 RCFmV DL
输入电压到输出电压的传递函数：
Gvgcpm (s)
vˆ(s)
vˆg
(
s） iˆc
dˆ Fm iˆc iˆL Fgvˆg Fvvˆ
代入
iˆL (s) Gid (s)dˆ(s) Gig (s)vˆg (s)
dˆ(t) Fm iˆc (t) Gid (s)dˆ(s) Gig (s)vˆg (s) Fgvˆg Fvvˆ
(1 FmGid )dˆ Fm iˆc Gig Fg vˆg Fvvˆ
控制电流到输出电压的传递函数：
Gvc (s)
vˆ(s)
iˆc
(
s） vˆg
(
s
)0
1
FmGvd Fm (Gid FvGvd
)
1
Fm
(
V D
Fm
VR D
1 den(s)
1 sRC den(s)
Fv
VR D
1) den(s)
Gvc (s)
den(s)
FmV D
Fm
VR D
(1 sRC)
Fm Fv
VR D
其中电流上升率
ipk m1d1TS
m1
vg
t
Ts
L
v
t
Ts
因为电感电压在一个周期的平均值为0，可以得到
可以得到
v t Ts v2 t Ts
m1
v1
t
Ts
v2 L
t
Ts
指令电流的最大值
ic ipk mad1Ts m1 ma d1Ts
可以解出
d1
t
Байду номын сангаас
m1
ic t
ma
Ts
二端口开关网络输入输出端电流 如图 1-2 所示。
Gvgcpm (s) 0
CPM prevents the input voltage variation from reaching the output
DCM 正激电路 CPM控制动态模型
指导教师：马新军 制作人：李国鑫 组 员：姜春阳 高强 江龙 焦堂沛 李玉霞 刘彦 汤逸中 赵国鹏 孙经伦