峰值电流模式控制总结(完整版)
开关电源的控制策略-峰值电流型控制技术的原理(pdf版,免费下载)
Vg S T iL D
功率级
L C
Vo R
d
驱动
R f1 HVo Z2 Z1
隔 离
Ri
调制器
Fm
R f2
Vc1
补偿器
Ri x i L
Vc
外部斜波
Vref
Vm Ts
Se
2：峰值电流型控制技术的工作原理
假定电源已工作于稳态 (V g , Io , Ta , Vo ) ，且是稳定的，当环境变量 (V g , Io , Ta ) 中的任何 一个发生 变化时，将导致输出电压 (V o ) 跟着变化，如输出电压增加，则经反馈和误差放大后，将使误差放大器 的输出 ( vc1) 减小，从而使开关 S 的导通占空比 (d ) 减小，结果是阻止输出电压的增加。只要环路足够 快、误差放大器的直流增益足够大，输出电压就不会因环境变量的变化而变化，从而达到稳定输出的目 的。 峰值电流型控制技术不同于其它控制技术的是：它的导通占空比由误差放大器的输出电压和电感电 流的峰值共同控制。 由于电感电流的峰值通常与输入电压有关，故这种控制控制具有输入电压的前馈作 用，其电压环更容易补偿。 峰值电流型控制技术是开关电源中应用最早的控制技术，通常用于中小功率的开关电源。这种控制 技术在电源开机过程中，会自动限制开关电流，故可不加软启动电路。
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峰值电流模式控制总结(完整版).
峰值电流模式控制总结PWM (Peak Current-mode Control PWM)峰值电流模式控制简称电流模式控制。
它的概念在60年代后期来源于具有原边电流保护功能的单端自激式反激开关电源。
在70年代后期才从学术上作深入地建模研究 。
直至80年代初期，第一批电流模式控制PWM集成电路（UC3842、UC3846）的出现使得电流模式控制迅速推广应用，主要用于单端及推挽电路。
近年来，由于大占空比时所必需的同步不失真斜坡补偿技术实现上的难度及抗噪声性能差，电流模式控制面临着改善性能后的电压模式控制的挑战。
如图1所示，误差电压信号 Ue 送至PWM比较器后，并不是象电压模式那样与振荡电路产生的固定三角波状电压斜坡比较，而是与一个变化的其峰比较，然后得到PWM 值代表输出电感电流峰值的三角状波形或梯形尖角状合成波形信号UΣ脉冲关断时刻。
因此(峰值)电流模式控制不是用电压误差信号直接控制PWM脉冲宽度，而是直接控制峰值输出侧的电感电流大小，然后间接地控制PWM脉冲宽度。
图1采用斜坡补偿的BUCK电流型控制1. 峰值电流模式控制PWM的优点:①暂态闭环响应较快，对输入电压的变化和输出负载的变化的瞬态响应均快；峰值电流模式控制PWM是双闭环控制系统，电压外环控制电流内环。
电流内环是瞬时快速按照逐个脉冲工作的。
功率级是由电流内环控制的电流源，而电压外环控制此功率级电流源。
在该双环控制中，电流内环只负责输出电感的动态变化，因而电压外环仅需控制输出电容，不必控制LC储能电路。
由于这些，峰值电流模式控制PWM具有比起电压模式控制大得多的带宽。
②虽然电源的L－C滤波电路为二阶电路，但增加了电流内环控制后，只有当误差电压发生变化时，才会导致电感电流发生变化。
即误差电压决定电感电流上升的程度，进而决定功率开关的占空比。
因此，可看作是一个电流源，电感电流与负载电流之间有了一定的约束关系，使电感电流不再是独立变量，整个反馈电路变成了一阶电路，由于反馈信号电路与电压型相比，减少了一阶，因此误差放大器的控制环补偿网络得以简化，稳定度得以提高并且改善了频响，具有更大的增益带宽乘积。
峰值电流模式控制逆变焊机控制电路的设计
峰值电流模式控制逆变焊机控制电路的设计河南科技大学材料科学与工程学院夏田朱锦洪摘要：讨论了峰值电流模式的原理及优缺点，并针对UC3846设计了斜坡补偿电路及焊机保护电路。
关键词：峰值电流模式UC3846 斜坡补偿Abstract: the article discussed the merit and defect of the peak current mode control ,the slope compasation circuit and the protect circuit is designed for the welding machine.Key word: peak current mode UC3846 slope compasation0 前言：逆变焊机的最主要组成部分是逆变弧焊电源，它的功能是把工频交流电整流，再通过功率晶体管的开关逆变成高频交流方波，然后通过变压器降压，整流二极管整流，通过焊枪和工件产生焊接电弧，包括恒压，恒流外特性。
逆变弧焊电源一般采用脉宽调制（PWM）方式，通过调节直流电平来调节输出电压或电流，逆变电源PWM控制方式有电压型和电流型两种，电压型只通过将输出电压反馈和给定电压反馈比较来控制PWM脉冲变化从而控制逆变开关和电源的输出。
电流型PWM控制是用一个电流传感器去检测变压器原边的电流，反馈到PWM芯片，参与PWM调节，形成电压电流双闭环控制系统。
1．电流型控制有许多的优点：1.1逐个脉冲控制，动态响应快，调节性能好：因为检测的是原边电流，所以不会出现电压型控制电路中由于滤波电感的存在而导致响应速度慢的问题，因此电流型控制有输出精度高，稳定性好的优点。
1.2具有瞬态的保护能力，能迅速对电力电子器件进行保护：因为内环逐个脉冲控制，当变压器原边电流过流时，能迅速对电力电子器件进行保护。
1.3能防止高频变压器偏磁的发生：高频变压器发生偏磁时，励磁电流增加，容易烧毁变压器，电流型控制中采用检测原边电流的方法，能自动对称变压器的动态磁平衡。
峰值电流模式控制逆变焊机控制电路的设计
峰值电流模式控制逆变焊机控制电路的设计峰值值流模式控制逆值值机控制值路的值值逆值值机的最主要值成部分是逆值弧值值源～的功能是把工值交流值整流～再通值功率晶管它体的值值逆值成高值交流方波～然后通值值值器降值～整流二管整流～通值值值和工件值生值接值弧～包极括恒值～恒流外特性。
逆值弧值值源一般采用值值制;脉,方式～通值值值直流值平值值值出值值或来PWM值流～逆值值源控制方式有值值型和值流型值～值值型只通值值出值值反值和值定值值反值比值控两将来PWM制脉冲从值化而控制逆值值值和值源的值出。
值流型控制是用一值流值感器去值值值值器原个PWMPWM值的值流～反值到芯片～参与值值～形成值值值流值值控制系值。
双PWMPWM,值流型控制有值多的值点,1逐控制～值值值快～值值性能好,因值值值的是原值值流～所以不出值值值型控制值路个脉冲响会1.1中由于值波值感的存在而值致值速度慢的值值～因此值流型控制有值出精度高～值定性好的值点。
响具有瞬值的保值能力～能迅速值值力值子器件值行保值,因值值逐控制～值值器原值内个脉冲当1.2值流值流值～能迅速值值力值子器件值行保值。
能防止高值值值器偏磁的值生,高值值值器值生偏磁值～磁值流增加～容易值毁值值器～值流型励1.3 控制中采用值值原值值流的方法～能自值值值值器的值值磁平衡。
称,控制值路的值值2值流控制芯片的工作原理2.1 UC3846值流模式控制分值峰值值流模式控制和平均值流模式控制。
采用的是峰值值流模式控UC3846制法～值值的值感值流和值值外值值定的值流值分值接收到即将比值器的段值行比值～如值,两PWM值值器一次值值流采值信被放大三倍后值值值差放大信比值～然后去控制号与号脉值值制信PWM号脉内的值。
值流值和值值外值同值起作用值值脉内号值～如果值值值器一次值出值值流～而外值值值信由PWM于存在值出值感值速度比值慢～值值流信被值值感器值值到后值值放大外值值值值差放大信响内个号霍与号比值后迅速值值会脉值～因此比值值型控制芯片值速度更快～在值值器磁芯响PWMUC3846PWM偏磁值～能同值值值值值器一次值和二次值的值流。
buck电路峰值电流控制
buck电路峰值电流控制
Buck电路是一种降压电路，可以将输入电压降低为较低的输出电压。
在Buck电路中，峰值电流控制是一种控制方法，通过调节开关管的导通时间，从而控制电路中的峰值电流大小。
峰值电流控制可以通过两种主要方式实现：电流模式控制和电压模式控制。
电流模式控制是通过测量和控制电感电流来实现的。
在电流模式控制中，通过对电感电流进行反馈，与参考电流进行比较，并根据比较结果调整开关管的导通时间，以达到控制电路中的峰值电流大小的目的。
这种控制方法可以稳定地控制电路的输出电流。
电压模式控制是通过测量和控制输出电压来实现的。
在电压模式控制中，通过对输出电压进行反馈，与参考电压进行比较，并根据比较结果调整开关管的导通时间，以达到控制电路中的峰值电流大小的目的。
这种控制方法可以稳定地控制电路的输出电压。
无论是电流模式控制还是电压模式控制，峰值电流控制都可以实现Buck电路中峰值电流的精确控制，从而确保电路的工作稳定性和安全性。
pfc 峰值电流控制
pfc峰值电流控制
PFC峰值电流控制是一种功率因数校正（PFC）电路中的控制策略，其工作原理是：在电感电流达到电流基准之前，开关一直处于导通的状态；电流基准是由全波整流电压的采样值与电压环误差放大器的输出乘积决定的。
当电感电流达到电流基准后，经比较器输出一关断信号，使开关管截止；之后由定频时钟再次开通开关，如此进行周期性变化。
电感电流的峰值包络线跟踪整流电压Vdc的波形，使输入电流与输入电压同相位，并接近正弦波。
PFC峰值电流控制的优点是实现容易，但缺点是当交流电网电压从零变化到峰值时，其占空比由最大值（通常为95%）变化到最小值（峰值电网电压附近）。
在占空比>50%时，电流环会产生次谐波振荡现象，这种现象常出现在恒频PWM DC/DC变换器中，因此，这个电路中也会发生这种现象。
峰值电流模式控制在移相全桥变换器中的应用
峰值电流模式控制在移相全桥变换器中的应用峰值电流模式控制（Peak Current Mode Control）是一种常见的控制技术，广泛应用于各种DC-DC变换器和AC-DC变换器中，包括移相全桥变换器。
本文将重点讨论峰值电流模式控制在移相全桥变换器中的应用。
移相全桥变换器是一种常用的高性能直流-交流转换器，广泛应用于电力电子领域，常用于从直流电源到交流负载的电力转换。
移相全桥变换器的基本原理是使用四个功率开关构成一个H桥，通过对开关的控制来实现对输出电压的调节。
峰值电流模式控制是一种电流反馈控制技术，通过对输出电流的监测和反馈，实现对输出电压的稳定控制。
在移相全桥变换器中，峰值电流模式控制主要应用于输出电流的限制和电压调节。
首先，峰值电流模式控制可以通过调节开关的占空比来限制输出电流的最大值，确保电流在设定边界内运行。
对于高功率应用，限制输出电流可以有效地提高系统的可靠性和稳定性。
其次，峰值电流模式控制还可以用于输出电压的调节。
通过对输出电流的实时监测和反馈，控制器可以根据负载变化以及输入电压变化来调整开关的占空比，从而实现对输出电压的精确控制。
这种控制方式对于电流快速变化和负载变化范围广泛的应用非常有效。
峰值电流模式控制在移相全桥变换器中的应用还包括保护功能。
通过监测电流的波形和幅值，控制器可以检测到过流、过载和短路等故障情况，并及时采取相应的措施，如关闭开关，避免系统的损坏。
这种保护功能对于提高系统的可靠性和安全性非常重要。
此外，峰值电流模式控制还可以应用于电磁干扰（EMI）的抑制。
通过控制开关的频率和占空比，可以有效地降低系统中产生的高频噪声和电磁辐射，减少对周围电子设备的干扰。
这对于电力电子系统的实施和电磁兼容性非常重要。
总的来说，峰值电流模式控制在移相全桥变换器中具有广泛的应用前景。
通过对输出电流的监测和反馈，可以实现对输出电压的稳定控制、输出电流的限制、保护功能和EMI的抑制。
这些应用可以显著提高系统的可靠性、稳定性和性能，适用于各种高性能直流-交流转换器的应用场景。
电压、电流的反馈控制模式
电压、电流的反馈控制模式电压、电流的反馈控制模式现在的高频开关稳压电源主要有五种PWM反馈控制模式。
电源的输入电压、电流等信号在作为取样控制信号时，大多需经过处理。
针对不同的控制模式其处理方式也不同。
下面以由VDMOS开关器件构成的稳压正激型降压斩波器为例，叙述五种PWM反馈控制模式的进展过程、基本工作原理、电路原理暗示图、波形、特点及应用要｀氪，以利于挑选应用及仿真建模讨论。
（1）电压反馈控制模式电压反馈控制模式是20世纪60年月后期高频开关稳压电源刚刚开头进展而采纳的一种控制办法。
该办法与一些须要的过电流庇护电路相结合，至今仍然在工业界被广泛应用。
如图1（a）所示为Buck 降压斩波器的电压模式控制原理图。
电压反馈控制模式惟独一个电压反馈闭环，且采纳的是脉冲宽度调制法，即将经电压误差放大器放大的慢变化的直流采样信号与恒定频率的三角波上斜坡信号相比较，经脉冲宽度调制得到一定宽度的脉冲控制信号，电路的各点波形如图1（a）所示。
逐个脉冲的限流庇护电路必需另外附加。
电压反馈控制模式的优点如下。
①PWM三角波幅值较大，脉冲宽度调整时具有较好的抗噪声裕量。
①占空比调整不受限制。
①对于多路输出电源而言，它们之间的交互调整特性较好。
①单一反馈电压闭环的设计、调试比较简单。
①对输出负载的变化有较好的响应调整。
电压反馈控制模式的缺点如下。
①对输入电压的变化动态响应较慢。
当输入电压骤然变小或负载阻抗骤然变小时，由于主电路中的输出电容C及电感L有较大的相移延时作用，输出电压的变小也延时滞后，而输出电压变小的信息还要经过电压误差放大器的补偿电路延时滞后，才干传至PWM比较器将脉宽展宽。
这两个延时滞后作用是动态响应慢的主要缘由。
①补偿网络设计原来就较为复杂，闭环增益随输入电压而变化的现象使其更为复杂。
①输出端的LC滤波器给控制环增强了双极点，在补偿设计误差放大器时，需要将主极点低频衰减，或者增强一个零点举行补偿。
①在控制磁芯饱和故障状态方面较为棘手和复杂。
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峰值电流模式控制总结PWM (Peak Current-mode Control PWM)峰值电流模式控制简称电流模式控制。
它的概念在60年代后期来源于具有原边电流保护功能的单端自激式反激开关电源。
在70年代后期才从学术上作深入地建模研究。
直至80年代初期，第一批电流模式控制PWM集成电路（UC3842、UC3846）的出现使得电流模式控制迅速推广应用，主要用于单端及推挽电路。
近年来，由于大占空比时所必需的同步不失真斜坡补偿技术实现上的难度及抗噪声性能差，电流模式控制面临着改善性能后的电压模式控制的挑战。
如图1所示，误差电压信号 Ue 送至PWM比较器后，并不是象电压模式那样与振荡电路产生的固定三角波状电压斜坡比较，而是与一个变化的其比较，然后得到峰值代表输出电感电流峰值的三角状波形或梯形尖角状合成波形信号UΣPWM脉冲关断时刻。
因此(峰值)电流模式控制不是用电压误差信号直接控制PWM脉冲宽度，而是直接控制峰值输出侧的电感电流大小，然后间接地控制PWM脉冲宽度。
图1采用斜坡补偿的BUCK电流型控制1. 峰值电流模式控制PWM的优点:①暂态闭环响应较快，对输入电压的变化和输出负载的变化的瞬态响应均快；峰值电流模式控制PWM是双闭环控制系统，电压外环控制电流环。
电流环是瞬时快速按照逐个脉冲工作的。
功率级是由电流环控制的电流源，而电压外环控制此功率级电流源。
在该双环控制中，电流环只负责输出电感的动态变化，因而电压外环仅需控制输出电容，不必控制LC储能电路。
由于这些，峰值电流模式控制PWM具有比起电压模式控制大得多的带宽。
②虽然电源的L－C滤波电路为二阶电路，但增加了电流环控制后，只有当误差电压发生变化时，才会导致电感电流发生变化。
即误差电压决定电感电流上升的程度，进而决定功率开关的占空比。
因此，可看作是一个电流源，电感电流与负载电流之间有了一定的约束关系，使电感电流不再是独立变量，整个反馈电路变成了一阶电路，由于反馈信号电路与电压型相比，减少了一阶，因此误差放大器的控制环补偿网络得以简化，稳定度得以提高并且改善了频响，具有更大的增益带宽乘积。
在小信号分析时，这种电路可以忽略电感的存在。
因此，在整流器的输出端，增益和相移是由并联的输出电容和负载电阻确定的。
这样，电路最多只有900相移和20分贝/十倍频而非40分贝/十倍频的增益衰减。
③输入电压的调整可与电压模式控制的输入电压前馈技术相妣美；④简单自动的磁通平衡功能；⑤瞬时峰值电流限流功能，即在固有的逐个脉冲限流功能；⑥自动均流并联功能。
2峰值电流型控制存在的问题下面主要讨论峰值电流型控制存在的问题及利用斜坡补偿克服所存在问题的方法，并给出斜坡补偿的实施方案。
2.1开环不稳定性在不考虑外环电压环的情况下，当恒频电流型变换器的占空比大于50％时，就存在环电流环工作不稳定的问题。
然而有些变换器（如双管正激变换器）它本身工作的脉冲占空比就不能大于50％，因此不存在问题。
而有些变换器的脉冲占空比不大于50％时，它的输入将会受到许多限制，如果在环加一个斜坡补偿信号，则变换器可以在任何脉冲占空比情况下正常工作。
下面介绍斜坡补偿工作原理。
图2表示了由误差电压Ve控制的电流型变换器的波形，通过一个拢动电流△I加至电感，当占空比<0.5时，从图2(a)所示可以看出这个拢动ΔI将随时间的变化而减小；电流IL但当占空比>0.5时，这个拢动将随时间增加而增加，如图2（b）所示。
这可用数学表达式表示：ΔI1=－ΔI0(m2/m1)(1)进一步可引入斜率为m的斜坡信号，如图2（c）所示。
这个斜坡电压既可加至电流波形上，也可以从误差电压中减去。
图2电流型变换器的开环不稳定性(a) D<0.5 (b)D>0.5 (c)D>0.5并加斜坡补偿图3 局部放大图由 几 何 关 系 可 知10m ab m ab ce ac i •+•-=+=∆m ab m ab bd bf i •+•-=-=∆21式 中 ： m 为 补 偿 信 号 上 升 斜 率 ；m1为 电 感 检 测 电 流 上 升 率 ；m2为 电 感 检 测 电 流 下 降 率 。
所 以 ， 经 过 一 个 开 关 周 期 后 ， 输 出 电 感 中 电 流 的 变 化 为 ΔI 1=ΔI 0（m-m 2）/(m 1-m)（2）要 系 统 稳 定 ， 偏 移 电 流 量 必 须 趋 近 于 零 ， 即0lim =∆=∞→n n i 故 系 统 稳 定 的 充 要 条 件 是112<--mm m m 因 为 在 稳 定 条 件 下 ， D· m 1=-(1－ D)m 2， 消 去 m 1， 整 理 后 ， 峰 值 电流 控 制 系 统 稳 定 充 要 条 件 为()32122K K K K K K K K K K K K K K DD m m ->由 式 （ 3） 可 知 ， 当 没 有 斜 率 补 偿 时 ， 即 m=0， 必 须 要 求 占 空 比D < 0.5， 这 就 是 理 论 上 不 加 补 偿 时 ， 占 空 比 D>0.5时 系 统 将 不 稳 定 ；在100％占空比下求解这个方程（3）有：m>(－1/2)/m2 (4)为了保证电流环路稳定工作，应使斜坡补偿信号的斜率大于电流波形下降斜率m2的1/2。
对图1所示的Buck 型变换器，m2等于(VO/L)RS 。
所以补偿波形的幅度A 应按下式计算： A>T*RS(VO/L) (5)从而保证变换器的占空比大于50％时变换器能稳定工作。
在 控 制 工 程 实 际 中 ， 补 偿 斜 率 m 一 般 取 为 m=(0.7～ 0.8)m2， 这 样 既 保 证 了 系 统 符 合 稳 定 条 件 ， 又 保 证 了 系 统 动 态 指 标 。
2.2次谐波振荡对电流型控制而言,环电流环峰值增益是个很重要的问题，这个峰值增益在开环频率一半的地方，由于调制器的相移可能在电压反馈环开关频率一半的地方产生振荡,这种不稳定性叫做次谐波振荡。
2.3 峰值电流检测与平均电流检测在电流型变换器中由平均电感电流产生一个误差电压,这个平均电感电流可用一个电流源来代替,并可以降低系统的一个阶次。
减小峰值电感电流与平均电流的误差电流模式控制是一种固定时钟开启、峰值电流关断的控制方法。
因为峰值电流(流过功率开关或电感上)在实际电路中容易进行采样，而且在逻辑上与平均电感电流大小变化相一致。
但是，电感电流与输出平均电流之间存在一定的误差，峰值电感电流的大小不能与平均电感电流大小一一对应，因为在占空比不同的情况下，相同的峰值电感电流可以对应不同的平均电感电流，如图4所示。
而平均电感电流是唯一决定输出电压大小的因素。
与消除次谐波振荡的方法类似，利用斜波补偿可以去除不同占空比对平均电感电流大小的影响，使得所控制的峰值电感电流最后收敛于平均电感电流，如图5所示。
在数学上可以证明，将电感电流下斜坡斜率的至少一半以上斜率加在实际检测电流的上斜坡上，可以去除不同占空比对平均电感电流大小的扰动作用，使得所控制的峰值电感电流最后收敛于平均电感电流。
因而合成波形信号U要有斜坡补偿信号与实际电感电流信号两部分合成构成。
当外加补偿斜坡信号的Σ斜率增加到一定程度，峰值电流模式控制就会转化为电压模式控制。
因为若将斜坡补偿信号完全用振荡电路的三角波代替，就成为电压模式控制，只不过此时的电流信号可以认为是一种电流前馈信号，见图1所示。
当输出电流减小，峰值电流模式控制就从原理上趋向于变为电压模式控制。
当处于空载状态，输出电流为零并且斜坡补偿信号幅值比较大的话，峰值电流模式控制就实际上变为电压模式控制了。
图4不同占空比时，相同峰值电感电流对应的平均电感电流图5利用斜波补偿消除不同占空比对平均电感电流的影响2.4 小纹波电流从性能的角度总希望纹波电流要小，首先它可以使输出滤波电容的容量减小，并在轻载时的电流连续工作模式下输出纹波小。
虽然对电流检测电路的小斜坡补偿量，在许多情况下可以得到小的纹波电流，但将由于随机和同步噪声信号的引入而致使脉冲宽度摆动。
并且斜坡补偿加到电流波形上将会产生一个更稳定的开关点，为达到这个目的，相对于电感电流这个补偿量m应大于m2，并且这对次谐波稳定是有必要的。
但任何斜坡补偿大于m=－(1/2)m2将使变换器的特性偏离理想电流型变换器而更像一个电压型变换器。
2.5 电流型控制不大适合于半桥型开关电源。
这是因为在半桥式电路中，通过桥臂2只电容的放电维持变压器初级绕组的伏－秒平衡；当电流型控制通过改变占空比而纠正伏－秒不平衡时，会导致这2只电容放电不平衡，使电容分压偏离中心点，然而电流型控制在此情况下试图进一步改变占空比，使电容分压更加偏离中心点，形成恶性循环。
3 电流型控制的斜波补偿实例3.1 3842补偿实例美国UNITRODE公司生产的电流型PWM控制芯片UC1842/43，具有外电路简单，成本较低等优点。
关于它的电性能与典型应用这里不再赘述，只简单介绍一下进行斜波补偿的方法。
图6说明了UC1842/43的2种斜波补偿方法：第一种如图6（a）所示，从斜波端（即脚4振荡器输出端）接一个电阻R1至误差放大器反相输入端（脚2），于是误差放大器输出呈斜波状，再与采样电流比较。
第二种方法如图6(b)所示，它从斜波端（脚4）接一电阻R2至电流采样比较器正端（脚3），这时将在Rs上的感应电压上增加斜波的斜率，再与平滑的误差电压进行比较。
用这2种方法，均能有效地改善电源的噪声特性。
(a)斜波补偿加至2端 (b)斜波补偿加至3端图6 利用UC1824/43的2种斜波补偿方法3.2 UC1846的斜坡补偿UC1846是一种采用斜坡补偿的电流型集成控制芯片，它具有恒频PWM电流型控制所需的控制电路和相关电路。
图7（a）和图7（b）表示采用UC1846实施斜坡补偿的两种电路原理图。
在第4脚的电流检测信号和斜坡补偿信号直接相加很容易实现，但这又在电流检测电路中引入了误差。
另一种方法就是把这个斜坡补偿加至误差放大器的反相输入端,采用这种方法的前提条件是:图7 UC1846采用不同斜坡补偿方法的电路原理图（a）斜坡补偿信号和电流检测信号相加（b）斜坡补偿信号直接和误差信号相加——开关频率固定(这种情况下R1/R2固定)，并且误差放大器增益固定；——计算所需斜坡补偿量时要把电压误差放大器,电流误差放大器的增益都考虑进去。
在任何一种情况下,一旦R2的值确定后,负载对CT的影响也可以确定。