峰值电流模式

Vm 2 R2 VOSC R1 VRAMP = + R1 + R2 R1 + R2 5.计算斜坡补偿值： 斜坡补偿电压V COMP为：
VCOMP VOSC R1 Vm 2 R2 = =M R1 + R2 R1 + R2 m V R = OSC 1 m2 Vs R 2
确定斜坡补偿比例M和R1.R2阻值
CLK
0
t S
0
t
iR
0
iL
t

iR iS
0
t
t0
t1
t2
图1（b）峰值电流模式控制波形 基本原理 开关的开通由CLK信号控制，CLK信号每隔一定时间 使RSFF置位，Q=1→开关开通→iL上升至给定值iR→比 较器输出信号翻转→RSFF复位,Q=0→开关复位。
峰值电流模式PWM控制电路优点 峰值电流模式 控制电路优点
瞬时峰值电流限流功能。
即内在固有的逐个脉冲限流功能；
自动均流并联功能。 自动均流并联功能。
由于系统的内环是一个良好的受控电流放大器,所 以把电流取样信号转变成的电压信号和一个公共电压 误差放大器的输出信号相比较,就可以实现并联均流, 因而系统并联较易实现。
峰值电流型控制存在的问题
对噪声敏感 开环不稳定性；引入斜坡补偿问题 次谐波振荡 具有尖峰值/平均值误差
峰值电流模式控制电路设计
主要内容： 主要内容： 峰值电流模式控制电路的结构和优点 峰值电流模式控制存在的问题及斜坡补 偿器设计 峰值电流型典型控制芯片
峰值电流模式控制电路的结构
图1（a）峰值电流模式控制电路 (峰值)电流模式控制不是用电压误差信号直接控制PWM脉 冲宽度，而是直接控制峰值输出侧 的电感电流大小，然后间接 地控制PWM脉冲宽度。
lim = ∆ in = 0
n→ ∞
故系统稳定的充要条件是
m − m2 < 1 m1 − m
因 为 在 稳 定 条 件 下 ， D• m1=-(1－ D)m2， 消 去 m1， 整 峰值电流控制系统稳定充要条件为
m 2D −1 > m2 2D
（3）
在100％占空比下求解这个方程（3）有： m>(－1/2)/m2 （4） 为了保证电流环路稳定工作，应使斜坡 补偿信号的斜率大于电流波形下降斜率 m2的1/2。 在控制工程实际中，补偿斜率 m一 般 取 为 m=(0.7～ 0.8)m2，
整个反馈电路变成了一阶电路。 整个反馈电路变成了一阶电路。
虽然电源的L－C滤波电路为二阶电路，但增加了电流 内环控制后，只有当误差电压发生变化时，才会导致电 感电流发生变化。即误差电压决定电感电流上升的程度， 进而决定功率开关的占空比。因此，可看作是一个电流 源，电感电流与负载电流之间有了一定的约束关系，使 电感电流不再是独立变量，整个反馈电路变成了一阶电 路，由于反馈信号电路与电压型相比，减少了一阶，因 此误差放大器的控制环补偿网络得以简化，稳定度得以 提高并且改善了频响，具有更大的增益带宽乘积。
图3 局部放大图 由几何关系可知
∆ i0 = ac + ce = − ab • m + ab • m1
∆ i1 = bf − bd = − ab • m 2 + ab • m
经过一个开关周期后，输出电感中电流的变化为 ∆I1=∆I0（m-m2）/(m1-m) （2）
要系统稳定，偏移电流量必须趋近于零，即
开环不稳定性
图2电流型变换器的开环不稳定性 (a) D<0.5 (b)D>0.5 (c)D>0.5并加斜坡补偿
占空比>0.5时，这个拢动将随时间增加 而增加，如图2（b）所示。这可用数学 表达式表示： ∆I1=－∆I0(m2/m1) (1) 进一步可引入斜率为m的斜坡信号，如 图2（c）所示。这个斜坡电压既可加至 电流波形上，也可以从误差电压中减去。
t D = 300 C T
1.75 fT = RT CT
时钟频率(kHz) ft：时钟频率(kHz) 外接电阻(kΩ) RT：外接电阻(kΩ) 外接电容(uF) CT：外接电容(uF) 死区时间(us) tD：死区时间(us)
驱动电路结构为推挽结构的跟随电路， 驱动电路结构为推挽结构的跟随电路，输出峰 值电流可达500mA 500mA， 值电流可达500mA，可直接驱动主电路的开关 器件。 器件。
UC3842的2种斜坡补偿方法：
(a)斜坡补偿加至2端 从斜坡端（即脚4振荡器输出端）接一个电阻R1至误差放大器反 相输入端（脚2） ，于是误差放大器输出呈斜坡状，再与采样 电流比较。
(b)斜坡补偿加至3端 它从斜坡端（脚4）接一电阻R2至电流采样比较器正端（脚3）， 这时将在Rs上的感应电压上增加斜坡的斜率，再与平滑的误差 电压进行比较。
斜坡补偿电路设计
图4 斜坡补偿电路 Ｒ1、Ｒ2 值的比例决定了所加的斜坡补偿量。电容Ｃ1 是交流耦合电容,使晶振的交流分Ｃ2 和Ｒ1 组成滤波电 路,滤去初级Ｉｐ中的前沿尖峰,避免误动作。∆ＶＯＳＣ 是晶振锯齿波的峰峰值。
斜坡补偿设计步骤: 1.计算电感电流的下降沿:m2 = d i/ d t = V OUT/ L (安/ 秒) ; 2.计算初级测得的下降沿坡度: V m2 = m2·RSENSE (伏/ 秒) ; 3.计算晶振充电时的坡度: V OSC= d ( V OSC) / TON (伏/ 秒) 4.应用叠加定理求斜坡补偿后电流输入端电压
暂态闭环响应较快。 暂态闭环响应较快。 对输入电压的变化和输出负载的变化的瞬态 响应均快。峰值电流模式控制PWM是双闭环控制 系统，电压外环控制电流内环。电流内环是瞬时 快速按照逐个脉冲工作的。功率级是由电流内环 控制的电流源，而电压外环控制此功率级电流源。 在该双环控制中，电流内环只负责输出电感的动 态变化，因而电压外环仅需控制输出电容，不必 控制LC储能电路。由于这些，峰值电流模式控制 PWM具有比起电压模式控制大得多的带宽。 。
解决电路的不稳定性 抑制次谐波振荡 减小尖峰值/平均值误差
图 6 尖峰电流控制模式中平均电流和尖峰电流波形图
(b)斜坡补偿加至3端 它从斜坡端（脚4）接一电阻R2至电流采样比较器正端（脚3）， 这时将在Rs上的感应电压上增加斜坡的斜率，再与平滑的误差 电压进行比较。
UC3842各组成部分的原理 UC3842各组成部分的原理
欠电压保护电路对集成PWM控制器的电源实施 欠电压保护电路对集成PWM控制器的电源实施 PWM 监控。 监控。
初上电时，当电源电压低于启动电压（ 16V） 初上电时，当电源电压低于启动电压（约16V）时→ 封锁PWM信号输出→输出端(引脚6)为低电平。 PWM信号输出 6)为低电平 封锁PWM信号输出→输出端(引脚6)为低电平。 当电源电压大于启动电压→经过软启动→ UC3842内 当电源电压大于启动电压→经过软启动→ UC3842内 部电路开始工作→PWM信号输出 信号输出。 部电路开始工作→PWM信号输出。 若电源电压跌至保护阈值（ 10V）以下→PWM信号 若电源电压跌至保护阈值（约10V）以下→PWM信号 被封锁，避免输出混乱脉冲， 被封锁，避免输出混乱脉冲，以保护主电路开关器 件。 当电源电压再次大于启动电压→ 当电源电压再次大于启动电压→再经软启动 →UC3842内部电路重新工作→恢复PWM信号输出。 UC3842内部电路重新工作→恢复PWM信号输出。 内部电路重新工作 PWM信号输出
次谐波振荡
图7次谐波振荡时的电感电流波形
内部电流环的增益尖峰是电流模式控制的一个重 要问题。这种增益尖峰发生在二分之一开关频率处,使 相移超出范围,导致不稳定,并使电压环进入次谐波振荡。 这时在连续固定的驱动脉冲下,输出占空比却在变化,如 图8 所示。采用斜坡被偿也能很好地抑制次谐波振荡。
斜坡补偿优点
M=
峰值电流型控制的斜坡补偿实例
电流反馈PWM，取输出电感线圈电流的信号 ， 电流反馈 与误差放大器输出信号进行比较， 与误差放大器输出信号进行比较，调节占空比 电感峰值电流跟随误差电压变化而变化。 电感峰值电流跟随误差电压变化而变化。 UC3842工作原理 工作原理 结构： 结构：
•电流测定放大器 电流测定放大器 •误差放大器 误差放大器 •比较器 比较器 •振荡器 振荡器 •锁存器 锁存器 •欠压锁定电路 欠压锁定电路 •关闭信号 关闭信号 •电流限制 电流限制 •软启动 软启动 •输出端工作频率500kHz 输出端工作频率500kHz 输出端工作频率
峰值电流模式控制芯片UC3842 峰值电流模式控制芯片
UC3842各组成部分的原理 UC3842各组成部分的原理
内部包含5V基准源， 内部包含5V基准源，用于电压调节器的误差放 5V基准源 大器和峰值电流比较器等。具有可以提供1A 1A峰 大器和峰值电流比较器等。具有可以提供1A峰 值电流的驱动电路、电源欠电压保护电路等。 值电流的驱动电路、电源欠电压保护电路等。 振荡器的振荡频率由外接电阻R 和电容C 决定， 振荡器的振荡频率由外接电阻RT和电容CT决定， 也决定死区时间的长短。死区时间、 CT也决定死区时间的长短。死区时间、开关频 率同R 率同RT和CT关系如下