混频器杂散分析
关于混频器2x2杂散响应与IP2的关系
关于混频器2x2杂散响应与IP2的关系类别：测试仪表阅读：873摘要：本文对2阶交调点(IP2)以及2x2杂散响应进行了详细说明，这两个参数在RF器件规格书中经常出现，如混频器。
本文有助于读者掌握IP2与2x2杂散响应指标之间的相互转换计算方法。
当混频器数据资料在交流电气特性表中提供2阶响应指标时，均会提到2阶交调(IP2)特性或者2x2杂散响应特性。
这篇应用笔记的目的就是提供这两个指标之间的关系及其在接收机设计中的应用。
此外还会以Maxim的MAX9993有源混频器在UMTS WCDMA 系统中的应用为例具体分析IP2与2x2杂散响应的关系。
混频器的谐波在接收电路中，混频器将较高频率的射频(RF)信号转换到较低频率的中频(IF)信号，这个过程称为下变频，当使用RF频率减去本振(LO)信号频率时称为低边注入(LO频率低于RF频率)，当使用LO频率减去RF频率时称为高边注入。
这种下变频过程可以使用如下公式描述：fIF = ±fRF ± fLO 上式中fIF表示混频器输出端的IF信号，fRF为加在混频器RF输入端的任何RF信号，fLO表示加在混频器LO输入端的LO信号。
理想情况下，混频器的输出信号幅度和相位与输入信号的幅度和相位呈一定的比例关系，且这种关系与LO信号的特性无关。
(这里是与乘法器相对比而言的，乘法器的幅度和相位在输入和输出之间并没有确定的关系。
)利用这个假设前提，混频器的幅度响应与RF输入呈线性关系并且独立于LO输入。
然而，混频器的非线性会产生被称为杂散的不希望出现的混频产物，这些产物是由于不希望的信号到达混频器的RF输入端口，并且在IF频点产生相应的产物。
比较麻烦的是，进入RF端口的信号并不一定落在所希望输入的RF频带内。
很多情况下，这些信号的功率电平较高，混频器之前的RF滤波器无法提供足够的抑制度以避免产生额外的杂散产物。
当这些杂散产物干扰到所需要的IF频率时，混频机制可以用下式表述：fIF = ±m fRF ±n fLO 上式中m、n分别为RF和LO的整数次谐波，经混频后产生数量众多的杂散产物。
基于DDS技术的杂散分析及抑制方法
基于DDS技术的杂散分析及抑制方法频率合成技术起源于二十世纪30年代，当时所采用的频率合成方法是直接频率合成。
它是利用混频、倍频、分频的方法由参考源频率经过加、减、乘、除运算，直接组合出所需要的的频率。
它的优点是捷变速度快，相位噪声低，但由于结构复杂，价格昂贵，很快被淘汰。
在此之后出现了间接频率合成。
这种方法主要是将相位反馈理论和锁相环技术运用于频率合成领域，即所谓的PLL频率合成技术。
PLL频率合成技术克服了直接式频率合成的许多缺点，特别是它易于集成化，使得体积小、相位噪声低、杂散抑制输出频率高，但它的频率切换时间相对较长。
随着数字信号理论和超大规模集成电路的发展，在频率合成领域诞生了技术性的革命，那就是直接数字频率合成技术（direct digital synthesis,DDS）。
这是一种频率合成的新方法，频率转换时间短、频率分辨率高、输出相位连续、控制灵活方便，但其频率上限较低且杂散较大，极大的限制了DDS的推广和应用。
随着电子技术的发展，各类电子系统对信号源的要求越来越高，如何抑制DDS输出信号中杂散也就成了研究热点。
本文给出了几种抑制杂散的方法，对于运用DDS技术进行工程设计具有一定指导作用。
1 DDS的工作原理[1]DDS工作结构如图1所示：图1DDS系统的核心是相位累加器，它由N位加法器与N位相位寄存器构成，类似一个简单的计数器。
每来一个时钟脉冲，相位寄存器的输出就增加一个步长的相位增量值，加法器将频率控制数据与累加寄存器输出的累加相位数据相加，把相加结果送至累加寄存器的数据输端。
相位累加器进人线性相位累加，累加至满量时产生一次计数溢出，这个溢出频率即为DDS的输出频率。
正弦查询表是一个可编程只读存储器(PROM)，存储的是以相位为地址的一个周期正弦信号的采样编码值，包含一个周期正弦波的数字幅度信息。
将相位寄存器的输出与相位控制字相加得到的数据作为一个地址对正弦查询表进行寻址，查询表把输人的地址相位信息映射成正弦波幅度信号，驱动DAC,输出模拟信号;低通滤波器平滑并滤除不需要的取样分量，以便输出频谱纯净的正弦波信号。
混频器交调产物分析和预测
=
p q
fS fI
+
p ±1 q
（8）
设 y = fn / fI , x = fS / fI , k = p / q, b = ( p ±1) / q ，则上式表示两组直线簇，其中每一
条直线对应的 y 的范围代表一个能够对 x 形成干扰的频段。而直线 y = x 则代表接收频
段，通过计算干扰直线和 y = x 的距离就可以判断最近的干扰组合和频率，而与直线
qp表2pqififpqif74if54pqif83if23456783451111111222sfsf325332754397425211111112154367845678562223333344sfsf851553732956356576325315754257867878844555667sfsf94743845927453736357假设调谐频段为1sf2sf1sfifa2sfifb如果中频滤波器的选择性不够好则在上表中满足asfifb的和q组合就会落入中频形成干扰受干扰接收p3频率为1psripqff???????表1或1srippq?ff??????表2现代高性能接收系统中由于良好的中频选择性设计这类干扰的影响很小但有两类干扰需要重点考虑这两类干扰在设计宽带射频前端时需要详细分析
表3
p
4
5
6
7
q
5
6
7
8
fS
/
f
（+）
I
5
6
7
8
fS
/
f
（-）
I
5
6
从数据可以看出，可能的干扰均为高阶干扰，几乎没有什么影响。但由于中频太
低，其镜像频带（ fJ =2 fI + fS ）和接收频带重叠，很难用预选器进行抑制，显然这种 变频方式并不合理，虽然电路简单，但抗干扰能力差。
DDS杂散分析总结
DDS 杂散分析总结基于波形存储的DDS(直接数字频率合成器）技术具有频率转换时问短、频率分辨率高、输出相位连续、稳定度高、可编程、全数字化、易集成等突出优点，因而得到广泛的应用.但是，由于DDS 数字化实现的固有特点，决定了其输出信号频谱杂散较大。
如何抑制DDS 输出频谱中的杂散就成为了研究的热点。
DDS 原理介绍（略）从以下几个方面说明DDS 的误差杂散来源。
一 关于输出频率稳定性DDS 一般采用石英晶体振荡器作为它的参考激励源，假设晶体振荡器的频率误差为△f,则DDS 输出信号的频率为输出信号的相对误差为所以，DDS 输出频率的稳定性和参考时钟的频率稳定性是一致的.也就是说只要保证了参考时钟的稳定性，就可以保证输出频率的稳定。
石英晶体具有极高的频率稳定度，采用温度补偿或恒温的方法,频率稳定度可以达到10-7~ 10—10的数量级。
因此DDS 采用石英晶振作为参考频率源,就能具有极高的频率稳定度。
二 相位截断误差在应用中,通常要求DDS 有较高的频率分辨率，必须使DDS 的相位累加器有较大的位数，如常用的N=32，48。
但是，考虑到ROM 容量与成本低的限制,使得相位累加器的位数大于ROM 的寻址位数P ，在寻址的时候,就只能采用相位累加器的高P 位去寻址ROM 中的数据，此时就会有N-P 位的被舍去，这就造成了相位截断误差。
当然,若相位累加器的位数和ROM 的寻址位数相同时,应该是不存在相位截断误差的，但是这样，一般ROM 的位数并不高，所以会造成最终的频率分辨率较低（这里我所考虑的是频率控制字，也就是相位增量只取一位时的结果。
在我看来，当累积量取大于一位时候，无论累加器的位数与ROM 的寻址位数相同与否，同会存在累加器与ROM 的舍位，例如，当累加量取2时，它是两位两位的加，所以必然在累加器与ROM 中有一些位是取不到的，那这应不应该也算是相位截断呢？应该不算)。
关于消除相位截断误差的一个直观的想法就是在保证累加器位数较高的同时，增加ROM 的位数，如果是直接通过增加ROM 的容量，必然不太可行,所以，目前的较为流行的方法是通过压缩ROM 的方法来间接增大ROM 的容量。
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关于混频器2x2杂散响应与IP2的关系[优质文档] 关于混频器2x2杂散响应与IP2的关系类别:测试仪表阅读:873摘要:本文对2阶交调点(IP2)以及2x2杂散响应进行了详细说明，这两个参数在RF器件规格书中经常出现，如混频器。
本文有助于读者掌握IP2与2x2杂散响应指标之间的相互转换计算方法。
当混频器数据资料在交流电气特性表中提供2阶响应指标时，均会提到2阶交调(IP2)特性或者2x2杂散响应特性。
这篇应用笔记的目的就是提供这两个指标之间的关系及其在接收机设计中的应用。
此外还会以Maxim的MAX9993有源混频器在UMTS WCDMA系统中的应用为例具体分析IP2与2x2杂散响应的关系。
混频器的谐波在接收电路中，混频器将较高频率的射频(RF)信号转换到较低频率的中频(IF)信号，这个过程称为下变频，当使用RF频率减去本振(LO)信号频率时称为低边注入(LO频率低于RF频率)，当使用LO频率减去RF频率时称为高边注入。
这种下变频过程可以使用如下公式描述: fIF = ?fRF ? fLO 上式中fIF表示混频器输出端的IF信号，fRF为加在混频器RF输入端的任何RF信号，fLO表示加在混频器LO输入端的LO信号。
理想情况下，混频器的输出信号幅度和相位与输入信号的幅度和相位呈一定的比例关系，且这种关系与LO信号的特性无关。
(这里是与乘法器相对比而言的，乘法器的幅度和相位在输入和输出之间并没有确定的关系。
)利用这个假设前提，混频器的幅度响应与RF输入呈线性关系并且独立于LO输入。
然而，混频器的非线性会产生被称为杂散的不希望出现的混频产物，这些产物是由于不希望的信号到达混频器的RF输入端口，并且在IF频点产生相应的产物。
比较麻烦的是，进入RF端口的信号并不一定落在所希望输入的RF频带内。
很多情况下，这些信号的功率电平较高，混频器之前的RF滤波器无法提供足够的抑制度以避免产生额外的杂散产物。
当这些杂散产物干扰到所需要的IF频率时，混频机制可以用下式表述: fIF = ?m fRF ?n fLO 上式中m、n分别为RF和LO的整数次谐波，经混频后产生数量众多的杂散产物。
混频器测试建议书
混频器测试建议书混频器是一种常见的电子信号处理设备，广泛应用于通信、娱乐、医疗等领域。
混频器的主要作用是将多个不同频率的信号混合在一起，从而形成一个新的复合信号。
为了确保混频器的性能和稳定性，需要进行混频器测试。
本文将提出混频器测试建议书，包括测试原则、测试方法和测试流程等方面，以帮助测试人员制定科学的测试计划和保证测试结果的准确性。
一、测试原则1.准确性。
混频器测试需要保证测试结果的准确性，确保混频器的输出信号质量符合规定标准。
2.完整性。
混频器测试需要覆盖混频器的主要性能指标，包括工作频率范围、输出功率、相邻信道抑制比、杂散抑制比等。
3.可重复性。
混频器测试需要确保测试过程和结果的可重复性，即在相同的测试条件下，测试结果能够得到相同的结果。
4.及时性。
混频器测试需要在混频器设计完成后及时进行，确保混频器的性能指标符合设计要求，避免后期修改带来的成本和时间浪费。
二、测试方法1.频谱分析测试法。
频谱分析法是一种比较常用的混频器测试方法，能够测量到混频器的频率响应和输出杂散。
测试时需要使用频谱仪连接混频器的输出端口，将不同频率的信号输入混频器进行测试。
2.矢量网络分析测试法。
矢量网络分析法是一种比较精密的混频器测试方法，可以测量混频器的S参数和阻抗匹配情况，并可以得到混频器的传输函数。
测试时需要使用矢量网络分析仪连接混频器的输入和输出端口进行测试。
3.功率测试法。
功率测试法主要用于测试混频器的输出功率和稳定性，可以使用功率计来测量输出端口的功率和频率。
测试时需要将不同频率的信号输入混频器并测量输出功率和频率，用于测试混频器的输出功率和稳定性。
三、测试流程1.准备测试设备。
根据测试方法选择相应的测试设备，包括频谱分析仪、矢量网络分析仪、功率计等，并按照说明书连接好测试设备。
2.制定测试计划。
根据混频器的设计要求和性能指标制定相应的测试计划，包括测试频率范围、输出功率、杂散抑制比、相邻信道抑制比等。
3.测试混频器的频率响应和杂散抑制比。
混频器
混频器一.混频器的工作原理混频器在发射机和接收机系统中主要负责频率的搬移功能，在频域上起加法器或减法器的作用，频域上的加减法通过时域上的乘积获得。
混频器通常可以表示为如图１所示的三端口系统，应至少包含三个信号：两个输入信号和一个输出信号。
根据图1可以表示混频器最常见的数学模型：式中表征输入信号的振幅，表征本振信号的振幅。
图1.混频器原理框图对于混频器而言，混频器的输入信号分别定义为射频信号RF(Radio Frequency)，频率记为，和本振信号LO(Local Oscillator)，频率记为。
混频器的输出信号定义为中频信号IF(Intermediate Frequency)，频率记为。
根据混频器的应用领域不同，中频输出选择的频率分量也不同。
当时，混频器称为下变频器，输出低中频信号，多用于接收机系统；当时，混频器称为上变频器，输出高中频信号，多用于发射机系统。
常用的混频器实现方法主要有三种：第一种是用现有的非线性器件或电路，比如利用二极管电压电流的指数关系实现的二极管微波混频器；第二种是采用开关调制技术实现信号在频域上的加减运算，进而实现频率变换的功能，比如基于吉尔伯特单元的混频器；第三种是利用已有的电子元件实现混频电路的乘法模块。
二.混频器性能指标（一）转换增益转换增益(或者转换损耗)，其定义是需要的IF输出与RF输入的比值。
混频器的电压转换增益可表示为:混频器的功率转换增益可表示为：其中和分别为中频输出电压和射频输入电压的有效值．是负载电阻，是源电阻。
当输入电阻和负载电阻相等时，两种增益的dB形式相等。
（二）噪声系数一般而言，在分析系统噪声性能时，系统内的各模块视为黑盒子．即无需知道模块内部具体电路的噪声如何，而是用一个统一的系统参数对各模块噪声进行描述。
因此在分析混频器噪声性能时，将其看成是一个线性二端口网络。
噪声系数被用来衡量信号经过混频器后信噪比的恶化程度，即混频器本身引入的噪声的大小。
混频器2×2杂散响应与IP2的关系
Ｐ ；混 频 器 关键 词 ２× ２杂 散 响 应 ；Ｉ２
杂 散 分 量 。可 使 用 滤 波 器将 可能 混 频 后 产 生 落 入 中 频 频带 内 的射 频 信 号 滤 除 。混 频 器 之 后 的
混频器的谐波
滤 波器 用来 滤 除 检 波 器 之 前 的 杂散 信 号 ，仅 通
在 接 收 电路 中 ， 混频 器 将 较 高 频 率 的 射频 过 所需 要 的 中频 信 号 。但 是 中频 频 带 内的 杂 散
进 入射 频 端 口的信 号 并 不 一 定 落在 所 希 望 输 入
混频器 ２Ｘ２ 杂散响应与
Ｉ２ 的关系 Ｐ
Ｍｉｅ ｘ ｐ ｒ ｕ ｅ ｐ ｎ ｅ ａ ｄ Ｉ２ Ｒ ｌｔ ｎ ｈｐ ｘ ｒ２ ２ Ｓ ｕ ｉ ｓ Ｒ ｓ ｏ ｓ ｎ ｅａ ｏ ｓ ｉ ｏ Ｐ
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的 不 希 望 出现 的混 频 分 量 ， 些 分 量 是 由于 不 这
希 望 的信 号 到 达 混 频 器 的 射 频 输 入 端 口 ， 且 并 在 中 频 频 点 产 生 相 应 的 分量 。 比 较 麻 烦 的 是 ，
收 机 设 计 中 的应 用 。并 以 Ｍ Ａ ９ ３有 源 混 频 器 在 ＵＭＴＳ 些 杂 散 分 量 的 幅 度随 着ｍ或 者ｎ 增 加 而 减 小 。 Ｘ９ ９ 的 ＷＣ ＤＭＡ 系统 中 的 应 用 为例 具 体 分析 Ｉ２与 ２×２杂 散 响 应 Ｐ
的 关系。
在 确 定 所 要 处理 的频 率 范 围之 后 ， 谨 慎 应 选择 Ｉ Ｆ和 Ｌ 的 频 率 ，以 避 免任 何 可 能 的 混 频 Ｏ
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确定总体半中频杂散指标和为LTE接收机选择RF混频器发布时间: 2012-8-7 10:20 发布者: eechina作者：Maxim公司Dan Terlep本文介绍如何满足高性能基站(BTS)接收机对半中频杂散指标的要求。
为达到这一目标，工程师必须理解混频器的IP2与二阶响应之间的关系，然后选择满足系统级联要求的RF混频器。
混频器数据手册以二阶交调点(IP2)或2x2杂散抑制指标的形式表示二阶响应性能。
本文通过介绍这两个参数之间的关系，说明接收机设计以及如何确定总体半中频杂散指标。
以MAX19997A的IP2与2x2关系为例，这是一款用于E-UTRA LTE接收机的有源混频器。
混频器谐波在超外差接收机电路中，混频器将高频RF信号转换到较低中频(IF)，该过程称为下变频。
混频器中，如果输出频率为射频输入频率减去本振(LO)输入频率，称为低边注入(LO频率低于RF频率)；如果输出频率为LO频率减去RF频率，则称为高边注入。
下变频过程可由下式表示：fIF= fRF - fLO= - fRF+ fLO式中，fIF为混频器输出端口的中频；fRF为加至混频器RF端口的RF信号；fLO为加至混频器LO端口的LO信号。
理想情况下，混频器的输出信号幅值和相位与其输入信号的幅值和相位成比例，与LO信号无关。
在这一假设前提下，混频器幅值响应与RF输入信号成线性关系，也与LO信号幅值无关。
然而，由于混频器的非线性特性，将产生所不希望的混频产物，称为杂散响应。
杂散响应是由混频器RF端口输入的干扰或噪声信号引起的，在IF频率产生响应。
到达RF输入端口的干扰信号可能没有在所规定的RF带宽内，但也会造成麻烦。
这类信号通常具有足够高的功率，混频之前的RF滤波器不能对其实施足够衰减，使其引起额外的杂散响应，直接影响到所要求的IF信号，混频原理可表示为：fIF= m fRF -n fLO= - m fRF + n fLO注意，m和n为RF和LO频率的整数次谐波，通过混频产生格中杂散产物组合。
通常情况下，这些杂散分量的幅值随m或n的增大而减小。
已知相应的RF输入频率范围，谨慎规划频率，选择适当的IF及相应的LO频率。
仔细规划频率非常重要，因为它有助于减少混频后落入有效信号频带的干扰，这些干扰源会直接影响接收器性能。
对于宽带系统，频率规划时避免杂散混频产物更加困难，需要利用滤波器抑制那些可能落入IF频带的带外(OOB) RF信号。
混频器之后的IF滤波器的选择性限定在只允许通过有效信号频率，由此，在信号进入最终检测器之前(混频器之后)对杂散响应进行衰减。
IF滤波器不会衰减IF带内的杂散响应。
许多类型的平衡混频器将抑制m或n为偶数的杂散成分。
理想的双平衡混频器抑制m或n(或两者)为偶数的所有谐波分量。
双平衡混频器中的IF、RF和LO端口彼此隔离，使LO泄漏降至最小，并提供固有的RF至IF隔离。
双平衡混频器设计能够提供最佳的线性特性，降低每个端口的滤波器衰减要求。
半中频杂散频率分布2阶杂散响应(被称作半中频，1/2 IF)是一种非常棘手的特殊杂散信号。
混频器中，当m = 2，n = -2时称为低边LO注入；m = -2，n = 2时，称为高边LO注入(图1)。
对于高边注入，产生半中频杂散响应的输入频率比所要求的RF信号频率高fIF/2。
例如，所要求的RF中心频率为2510MHz (E-UTRA上行链路信道号39790)。
该RF频率与2860MHz LO频率混频后，产生IF频率为350MHz。
本例中，2685MHz为不希望出现的信号(或阻塞信号)，产生350MHz的半中频杂散分量。
对于低边注入，产生半中频杂散的输入频率比所要求的LO频率高fIF/2。
图1：E-UTRA高边LO注入示例，显示了所要求的fRF、fLO、fIF和不希望出现的fHALF-IF频率分布。
假设：●fRF中心频率= 2510MHz●fLO= 2860MHz●fIF = f LO- fRF= 2860MHz - 2510MHz = 350MHz计算造成杂散响应的阻塞频率：fHALF-IF= fRF+ fIF/2 = 2685MHz检查算法以验证半中频阻塞或杂散频率：2 × fLO - 2 × fHALF-IF = 2 × (fRF + fIF) - 2 × (fRF+ fIF/2) = 2fRF+ 2fIF- 2fRF- fIF= fIF这造成半中频杂散频率产生不希望的IF杂散信号：2 × 2860MHz - 2 × 2685MHz = 350MHz接收器的IP2如果器件数据手册没有直接给出2x2杂散响应的抑制度，则可从混频器的IP2指标推导。
假设：只有RF和LO的基波分量施加在混频器端口，谐波失真仅由混频器自身产生。
RF通路的镜频抑制滤波器会在混频器前端抑制任何不希望出现的RF放大器谐波；LO通路的噪声滤波器对LO注入产生的谐波进行抑制。
强输入信号无论是在器件或系统的输入或输出端都会产生失真或交调产物，这些产物可通过计算交调(IP)进行量化。
输入交调计算中假定有用信号的幅值与干扰信号分量的输入幅值相同。
如果混频器LO功率保持恒定，IP或失真产物的阶数仅由RF的倍乘(而非LO倍乘)决定，这是因为我们仅考虑RF信号的变化，阶数代表失真产物的幅值随输入电平的上升而增加的快慢。
例如，由于成平方关系，当输入信号增大1dB时，2阶交调(IM)产物的幅值增加2dB。
半中频杂散功率水平以下讨论以MAX19997A下变频混频器为例，从数据手册的交流电气特性规格中可以查到以下指标：●RF杂散功率为-5dBm (2685MHz)●LO电平设置为+0dBm (2860MHz)●典型2LO - 2RF杂散响应比RF载波电平低64dB，单位为dBc；64dBc指2阶交调抑制比(IMR2)。
●计算得到：PSPUR= -5dBm + (-64dBc) = -69dBm。
MAX19997A如此优异的2x2性能在其输入形成以下等效的IP2性能(IIP2)：IIP2 = 2 × IMR2 + PSPUR= IMR2 + PRF= 2 × 64dBc + (-69dBm) = 64dBc + (-5dBm)= +59dBm同样，MAX19985A 900MHz有源混频器提供典型的2RF - 2LO杂散响应，在类似条件下等于71dBc：IIP2 = 2 × IMR2 + PSPUR = IMR2 + PRF= 2 × 71dBc + (-76dBm) = 71dBc + (-5dBm)= +66dBmE-UTRA LTE示例假设E-UTRA LTE蜂窝系统与同类BTS共存，从而产生高达+16dBm的OOB CW阻塞信号(如3GPP TS 36.104 V10.2.0标准所述，图2所示)。
对于LTE接收机，由于半中频杂散信号的原因，天线端口要求的等效IIP2为+131dBm。
采用以下步骤进行计算：●预期信号电平=灵敏度功率电平(PSENSITIVITY) + 6dB = -95.5dBm●对于LTE 5MHz载波，采用SNR = -1.1dB，对应于合成噪声和杂散产物的最高电平-96.6dBm。
●通过减去相应带宽的热噪声和噪声系数(本例中，减去KTBF = -100.4dBm)，确定最大允许杂散产物电平为-98.9dBm，●计算2阶交调比，IMR2 = 115dB。
●最后，计算得到：IIP2 = +131dBm，如图2所示。
图2：对于LTE广域BTS接收器，OOB +16dBm CW阻塞信号要求最小IIP2指标为+131dBm；5MHz间距，采用QPSK、R=1/3调制。
图3所示为接收器前端简化框图，标出了第一混频器中每一级的增益、2阶IP和半中频选频性。
图3：IIP2 LTE示例的简化方框图，标出了MAX19997A IIP2性能和相关的滤波器选频特性。
整体级联IIP2性能由各级的增益、滤波器在半中频位置的选择性，以及混频器IIP2(或2x2)性能决定。
由于混频器主要影响通道的串联IIP2，所以，在以下计算中忽略其它级的IIP2。
混频器之前的IIP2随着通道各级增益而降低(dB对dB)。
实际应用中，在混频器前端增加半中频的RF滤波，以提供额外的杂散抑制。
计算天线端口的等效IP提高幅度为半中频选择性的2倍，单位为dB。
这是因为二次谐波失真分量幅度的增加速度是带内信号幅度增加的两倍。
利用E-UTRA LTE 3GPP接收器设计示例中计算的MAX19997A的+59dBm IIP2，计算天线端口的串联IIP2：IIP2Cascade= IIP2Mixer- Gain + 2 × Selectivity = +131dBmIIP2Cascade= +59dBm - (-2 + 13 + 13 -2)dB + 2 × (30 +17)dB = +131dBmMAX19997A如此优异的2LO - 2RF杂散指标对设计的影响举足轻重。
为满足接收器的半中频杂散指标，器件可降低对滤波器选择性的要求(如本例所示)，或采用额外的滤波器滤波时，可提供技术指标裕量。
结论本文介绍了如何确定半中频杂散性能，以及如何将混频器的2x2杂散响应(IMR2)转换为对应的IIP2，或相反的指标转换。
对这种二阶关系的理解可以帮助射频工程师根据具体应用确定合适的混频器性能。
MAX19997A 2.5GHz混频器和MAX19985A 900MHz混频器均具有优异的2x2 (IP2)指标，降低了接收器对半中频杂散滤波的要求，使这些混频器可理想用于高性能无线设计。