电源变换基础及应用第3章不连续导通模式DCM
【最牛笔记】开关电源设计全过程！
【最⽜笔记】开关电源设计全过程！反激变换器设计笔记1、概述开关电源的设计是⼀份⾮常耗时费⼒的苦差事，需要不断地修正多个设计变量，直到性能达到设计⽬标为⽌。
本⽂step-by-step 介绍反激变换器的设计步骤，并以⼀个6.5W 隔离双路输出的反激变换器设计为例，主控芯⽚采⽤NCP1015。
基本的反激变换器原理图如图 1 所⽰，在需要对输⼊输出进⾏电⽓隔离的低功率（1W～60W）开关电源应⽤场合，反激变换器（Flyback Converter）是最常⽤的⼀种拓扑结构（Topology）。
简单、可靠、低成本、易于实现是反激变换器突出的优点。
2、设计步骤接下来，参考图 2 所⽰的设计步骤，⼀步⼀步设计反激变换器1.Step1：初始化系统参数------输⼊电压范围：Vinmin_AC 及Vinmax_AC------电⽹频率：fline（国内为50Hz）------输出功率：（等于各路输出功率之和）------初步估计变换器效率：η（低压输出时，η取0.7～0.75，⾼压输出时，η取0.8～0.85）根据预估效率，估算输⼊功率：对多路输出，定义KL（n）为第n 路输出功率与输出总功率的⽐值：单路输出时，KL（n）=1.2. Step2：确定输⼊电容CbulkCbulk 的取值与输⼊功率有关，通常，对于宽输⼊电压（85～265VAC），取2～3µF/W；对窄范围输⼊电压（176～265VAC），取1µF/W 即可，电容充电占空⽐Dch ⼀般取0.2 即可。
⼀般在整流后的最⼩电压Vinmin_DC 处设计反激变换器，可由Cbulk 计算Vinmin_DC：3. Step3：确定最⼤占空⽐Dmax反激变换器有两种运⾏模式：电感电流连续模式（CCM）和电感电流断续模式（DCM）。
两种模式各有优缺点，相对⽽⾔，DCM 模式具有更好的开关特性，次级整流⼆极管零电流关断，因此不存在CCM 模式的⼆极管反向恢复的问题。
连续（CCM）及非连续（DCM）导通模式
CCM Continuous Conduction Mode 连续导通模式DCM Discontinuous Conduction Mode 非连续导通模式CCM连续模式：变压器磁能尚未释放完毕，或激磁电流未下降到零时开关管再次导通，开关管电流从这个还未下降到零的激磁电流开始上升，即开关管电流不是锯齿波，是侧梯形波，因全过程中没有前后级同时关断的时刻，VDS波形后肩没有低频波。
90V输入，IPK波形 90V输入，VDS波形DCM断续模式：变压器磁能释放完毕，或激磁电流下降到零，再延时后开关管导通。
开关管电流从零开始上升，开关管电流为锯齿波。
在中间的延时段，前后级同时关断，因输出电压门槛，关断后还有少量能量未释放完，在变压器内部形成振荡波，即VDS波形后肩低频波（由于是分布电容与变压器激磁电感与漏感的和形成的，故频率较低。
而尖峰电压为分布电容与漏感形成的，频率高）。
264V输入，IPK波形 264V输入，VDS波形临界模式：即DCM模式中的激磁电流下降到零点时开关管马上再次导通，没有延时，开关管电流为锯齿波，VDS波形后肩没有低频波。
（其实也有类似DCM 模式下的输出门槛电压造成磁能未完全释放，但能量很低，开关管再次导通时起始电流基本接近零，可以忽略）即激磁电流还未下降到零时，开关管再次导通为CCM模式；下降到零时马上导通为临界模式；下降到零再延时开关管才导通为DCM 模式。
锯齿波电流起始端的电流尖峰是寄生电容对开关管充放电引起的，电容中的电流能突变，电压不能突变；电感上的电压能突变，电流不能突变。
相对来说，MOS管关断后无电流通过（绝对来说，还是有很微弱的电流振荡），变压器的储能通过次级及外围分布参数续流释放能量，分布参数形成尖峰冲击振荡。
由于开关管引脚D还“挂靠”在上面，能感受到其压力即电压。
上图电流波形上的，那个尖峰是由哪产生的，有的电流波形朝也也会有这个尖，开通瞬间的电流尖峰是次级二极管的反向恢复以及分布电容放电产生的。
第三章 AC-DC变换电路3
例3-61 在电阻性负载三相半波可控整流电路中，如果窄脉冲出现过早，即在移到自然换相点之前，会出现什么现象?画出负载侧d u 波形。
图3-29 例3-61图解：如图3-29，当触发脉冲1g u 触发U 相晶闸管，则U 相晶闸管导通。
当1g u 触发V 相晶闸管时，这时U 相电压高于V 相电压，所以V 相晶闸管不导通，U 相晶闸管继续导通。
过了自然换相点后，尽管V 相电压高于U 相电压，但V 相晶闸管的触发脉冲2g u 消失，所以V 相晶闸管仍不通。
U 相晶闸管导通到过零点结束。
这样下去，接着导通的是W 相晶闸管。
由此可以看出，由于晶闸管间隔导通而出现了输出波形相序混乱现象，这是不允许的。
例3-62 如果图3-30a 所示电路，VT 1管无触发脉冲，试画出15α=︒、60α=︒两种情况下的d U 波形，并画出60α=︒时晶闸管VT 2两端电压2T u 波形。
图3-30 例3-62图解：VT 1管无触发脉冲，15α=︒时波形如图图3-30b 所示，其中上图打斜线部分为整流输出d u 的波形。
60α=︒时，整流输出波形如图图3-30c 上图打斜线部分所示。
VT 2晶闸管两端电压波形如图图3-30c 下图打斜线部分所示。
由图中可以看出，0～t 1区间VT 3导通，所以VT 2管承受反压U VW ，t 1～t 2区间，无晶间管导通，所以VT 2管承受正压u V ，t 3～t 4区间，晶闸管VT 2导通，两端电压为零。
t 4～t 5区间，无晶闸管导通，VT 2承受反压u V ，t 5～t 6区间，晶闸管VT 3导通，承受反向电压U VW ，t 6～t 7区间，无晶闸管导通，承受反压u V 。
例3-63 电感性负载三相桥式半控整流电路，如VT 3管无触发脉冲，试画出30α=︒，90α=︒时的d u 波形。
解：当VT 3管无触发脉冲时，凡是W 字头的线电压如WU u 、WV u 等均不导通。
30α=︒时d u 的波形如图3-31b 打斜线部分所示。
高频同步整流BUCK变换器的设计与仿真设计word版
编号XXXX大学毕业设计题目高频同步整流BUCK变换器的设计与仿真毕业设计（论文）原创性声明和使用授权说明原创性声明本人郑重承诺：所呈交的毕业设计（论文），是我个人在指导教师的指导下进行的研究工作及取得的成果。
尽我所知，除文中特别加以标注和致谢的地方外，不包含其他人或组织已经发表或公布过的研究成果，也不包含我为获得及其它教育机构的学位或学历而使用过的材料。
对本研究提供过帮助和做出过贡献的个人或集体，均已在文中作了明确的说明并表示了谢意。
作者签名：日期：指导教师签名：日期：使用授权说明本人完全了解大学关于收集、保存、使用毕业设计（论文）的规定，即：按照学校要求提交毕业设计（论文）的印刷本和电子版本；学校有权保存毕业设计（论文）的印刷本和电子版，并提供目录检索与阅览服务；学校可以采用影印、缩印、数字化或其它复制手段保存论文；在不以赢利为目的前提下，学校可以公布论文的部分或全部内容。
作者签名：日期：XX大学本科毕业设计（论文）诚信承诺书本人郑重声明：所呈交的毕业设计（论文）（题目：）是本人在导师的指导下独立进行研究所取得的成果。
尽本人所知，除了毕业设计（论文）中特别加以标注引用的内容外，本毕业设计（论文）不包含任何其他个人或集体已经发表或撰写的成果作品。
作者签名：年月日（学号）：高频同步整流BUCK变换器的设计与仿真摘要便携式电子产品的广泛应用，推动了开关电源技术的迅速发展。
因为开关电源具有体积小、重量轻以及功率密度和输出效率高等诸多优点，己经逐渐取代了传统的线性电源，随之成为电源芯片中的主流产品。
随着开关电源技术应用领域的扩大，对开关电源的要求也日益提高，高效率、高可靠性以及高功率密度成为趋势，这就对开关电源芯片设计提出了新的挑战。
本文首先概述了现有开关电源设计技术及其发展趋势，接着介绍了BUCK变换器的电路结构、工作原理及控制原理。
最后进行了芯片系统的仿真研究，其中首先介绍了所选芯片的性能特点及其经典电路图，然后利用LTSPICE进行了仿真验证。
反激变换器dcm模式公式推导
反激变换器dcm模式公式推导反激变换器（flyback converter）是一种常见的开关电源拓扑结构之一，其工作原理基于电感储能和开关器件的周期性开关。
当反激变换器处于离散(DCM)模式时，输入电压和输出电压之间的关系可以通过以下公式进行推导：1. 设定以下符号和参数：- $V_{in}$：输入电压- $V_{out}$：输出电压- $D$：开关周期内开关器件导通时间比例（占空比）- $T$：开关周期- $D_{max}$：开关器件最大导通时间比例- $L$：电感器- $C$：输出电容- $N$：变压器变比- $f_s$：开关频率- $V_c$：电容器电压（很小时，近似等于$V_{out}$）- $i_L$：电感器电流2. 离散(DCM)模式下，开关周期分为两个阶段：- Tonic（升压）阶段：开关器件导通，电感器储能- Fly（负载释放）阶段：开关器件关断，电感器释放能量给负载3. 在Tonic阶段，电感器电流的变化率为：$\frac{di_L}{dt} = \frac{V_{in} - V_c}{L}$4. 在Fly阶段，电感器电流的变化率为：$\frac{di_L}{dt} = \frac{-V_c}{L}$5. 因为电感器电流在升压阶段和负载释放阶段之间变化，所以我们可以将Tonic阶段中的电流变化时间分为两个阶段：- $t_{on,1}$：电压从0到$V_c$的时间- $t_{on,2}$：电压从$V_c$下降到0的时间6. 根据电感器电流变化率的方程，我们可以得到：$\frac{di_L}{dt}=\begin{cases}\frac{V_{in}-V_c}{L},&0\leq t\leq t_{on,1}\\\frac{-V_c}{L},&t_{on,1}\leq t \leq (t_{on,1}+t_{on,2})\\\end{cases}$7. 针对两个阶段的电流变化率方程，我们可以对其进行积分得到电感器电流的表达式：$i_L(t)=\begin{cases}\frac{V_{in}}{L}t,&0\leq t \leq t_{on,1} \\\frac{V_{in}}{L}t_{on,1} -\frac{V_c}{L}(t-t_{on,1}),&t_{on,1}\leq t\leq (t_{on,1}+t_{on,2}) \\\end{cases}$8. 在Fly阶段的t时刻，电感器电流$i_L(t)$降为0，因此：$\frac{V_{in}}{L}t_{on,1} - \frac{V_c}{L}(t_{on,1}+t_{on,2}) = 0$推导得到：$t_{on,1} = \frac{V_c}{V_{in}}(t_{on,1}+t_{on,2})$9. 在Tonic阶段的电感器电能变化为：$E_{L,1} = \frac{1}{2}L(i_L(t_{on,1})^2 - 0^2) = \frac{1}{2}L(\frac{V_{in}}{L}t_{on,1})^2 =\frac{1}{2}\frac{V_{in}^2}{L}t_{on,1}^2$10. 在Fly阶段的电感器电能变化为：$E_{L,2} = \frac{1}{2}L(0^2 - (-\frac{V_c}{L}(t_{on,1}+t_{on,2}))^2 =\frac{1}{2}\frac{V_c^2}{L}(t_{on,1}+t_{on,2})^2$11. 根据能量守恒的原理，Tonic阶段的能量改变和Fly阶段的能量改变之和应等于0：$E_{L,1} + E_{L,2} = \frac{1}{2}\frac{V_{in}^2}{L}t_{on,1}^2 +\frac{1}{2}\frac{V_c^2}{L}(t_{on,1}+t_{on,2})^2 = 0$12. 根据上述能量守恒的方程，我们可以解出$t_{on,1}$和$t_{on,2}$的关系：$(V_{in}^2)t_{on,1}^2 + (V_c^2 + 2V_{in}V_c)t_{on,1}t_{on,2} + (V_c^2)t_{on,2}^2 = 0$13. 这是关于未知数$t_{on,1}$和$t_{on,2}$的二次方程，可以使用求根公式求解。
断续(DCM)模式—反激电源波形通俗详解
f r1 1 2 Llk Cds
由于电路中有阻抗，谐振振幅逐渐减小，最终到 0，ip 同样震动，由于 Llk 比较小， 故其阻抗也小， 所以电流的这个振荡可以在示波器上看出来， 之后漏源电压保持在 Ui+Uf （故 Ucp-Uf 即为漏感产生的尖峰电压值） ，此阶段 D2 电流持续减小； （6）t6—t7 阶段：iD2 减小到 0 时，D2 关断，此时变压器副边对原边的钳位电压消失， Cds 两端电压发生较大变化，Cds 与 Ls 和 Llk 发生谐振（因 Ls 没有被钳位，故参与谐振） ， 会出现图示波动，漏源电压波动围绕 Ui，频率为：
断续（DCM）模式—反激电源波形通俗详解
1
（符号解释：Ug 开关管栅极电压、Uc 钳位电容两端电压、Uds 开关管输出（寄生）电容 两端电压、Ui 输入电压、Uf 变压器副边反馈到原边的反馈电压、ip 变压器原边电流、iD2 副边二极管电流、io 负载电流、D1 为钳位电路二极管、D2 为副边二极管、Llk 漏感、Ls 变 压器原边电感、Cds 开关管输出（寄生）电容、R1 钳位电阻、Uo 为输出电压、UD2 为二极 管 D2 的管压降、n 为匝比） （1）t0—t1 阶段：开关管导通，导通瞬间，由于 Ls 上寄生电容，导致 ip 产生一个很大 的尖峰值，之后由于电感抑制，电流逐渐上升，原边电感储能增加，到开关管关断时， ip 上升到最大值，此阶段由于 D1、D2 反偏截止，钳位电容在通过 R1 释放能量，电容两 端电压下降； （2）t1—t2 阶段：t1 时开关管关断，但由于 Ui 仍然给 Cds 充电，并且由于大电感 Ls，电 流 ip 可看做恒流充电，当 Uds 两端电压大于等于 Ui+Uf 时（Uf=n*(Uo+UD2)） ，二极管 D2 导 通，变压器原边的能量耦合到副边，并开始向负载传输能量，iD2 从 0 增长，由于副边反 射电压存在，变压器原边可等效为一个电压源 Uf 与漏感 Llk 的串联； （3）t2—t3 阶段：继续恒流向 Cds 充电，当 Uds 大于等于 Ui+Ucv 时（Ucv 为钳位电容 C 此 刻两端电压） ，二极管 D1 导通； （4） t3—t4 阶段： D1 导通后， 同时向 C 和 Cds 充电， 故电压上升速度减慢， 由于 i=C*du/dt， 故电流 ip 开始减小； （5）t4—t6 阶段：当 ip 减小过 0，漏源电压开始低于钳位电容下端电压，故二极管 D1 截止，此刻钳位电容两端达到最大电压差 Ucp，从这开始到下个周期的 t3 时刻，钳位电 容一直处于释放能量过程。然后 Cds 与漏感 Llk 发生谐振（由于 Ls 被钳位，不参与谐振） ， 谐振频率为：
电源变换基础及应用
电源变换基础及应用
《电源变换基础及应用》是一门涉及电力电子技术的学科，主要研究电源的转换和控制。
这门学科的基础包括电路理论、电子学、控制理论等，应用领域非常广泛，包括电力系统、通信系统、计算机系统、工业控制等。
在电源变换基础方面，学生需要学习电源的基本概念、电路拓扑、控制方法等。
其中，电路拓扑是指电源变换电路的结构形式，例如 Buck、Boost、Buck-Boost 等；控制方法则包括脉宽调制（PWM）、脉频调制（PFM）等。
在应用方面，学生需要学习如何设计和实现各种电源变换电路，例如 DC-DC 变换器、AC-DC 变换器、DC-AC 逆变器等。
此外，还需要学习如何应用电源变换技术来解决实际问题，例如提高电源效率、减小电源体积、提高电源稳定性等。
总之，《电源变换基础及应用》是一门非常实用的学科，对于从事电子工程、电力工程、通信工程等领域的工程师和研究人员来说，具有非常重要的意义。
033-电源设计培训【DC-DC】资料[文字可编辑]
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Chapter1 DCDC变换类型及原理
? BUCK变换
当开关管Q 关断、D导通时（假设时间为 toff ）
V
电感释放能量，流过电感的电流线性下降，给负载供电。 此时，电感两端的电压为VL=-Vo 。 V点电位约为0。
Chapter1 DCDC变换类型及原理
? BUCK 变换
在toff 内，假设电感在 ton 内的储能不够维持toff 这么长的时间，怎么 办？
? 电路结构
｝
Chapter1 DCDC变换类型及原理
? BUCK-BOOST 变换
? 工作原理
? BOOST 变换
在toff内，在当电感较小，或负载很大，或 Ts较大时，由于电感的储 能不够，不能满足一直供应负载，因此可能存在一段时间电感没有能 量可以供应了。此时， V点电位等于E ，VD关断，负载由电容供电。
V
Chapter1 DCDC变换类型及原理
? BOOST 变换
假设整个开关过程的时间为Ts，那么T=ton+toff 。 定义Ts为开关周期，ton 为导通时间， toff 为关断时间。 令 ton=D Ts ，其中D称为占空比。
? 特点总结
? 输入电流是连续的（电感作用），对输入电容要求小； ? 流过VD的电流是脉动的，需要有合适的输出电容来保证稳定的
负载电/(1-D)
Chapter1 DCDC变换类型及原理
? BUCK-BOOST 变换 ——降压-升压斩波器
输出电压大于或小于输入电压的极性相反的不隔离直流变换器 。
Chapter1 DCDC变换类型及原理
? BUCK 变换
? I0等于0
临界连续电流模式
在该模式下，电感储能刚好满足负载的需求。 此时，负载Io较小。
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1
D
0
0
K>1,Buck 变换器只能工作在 CCM状态
1
D
DCM判据可以重新整理为：
R 2L R临界 DTs
其中R为负载电阻
因此：
R R临界 , CCM R R临界 , DCM
电源变换基础及应用
第3章不连续导通模式DCM
典型变换器CCM与DCM的临界条件
变换器
K临界 ( D)
0 D1
Vg iL(t) L
D1Ts t ( D1 D2 )Ts
+ vL(t) C
iC(t)
R
+
v(t)
由小扰动近似原理 简化，得
vL (t ) V iC (t ) iL (t ) V R
-
电容上的电压扰动可以 忽略，而电感上的电流 扰动却不能忽略
电源变换基础及应用
第3章不连续导通模式DCM
I 导通器件 (b) iD(t) 0
D1Ts Q1
DTs
D2Ts D1
D3Ts X
Ts Q1
t
0
DTs
D2 Ts
Ts
t
电源变换基础及应用
第3章不连续导通模式DCM
临界状态
连续导通与不连续导通的判据条件可写为
I iL , CCM I iL , DCM
不连续导通模式的判断条件
DVg R DDTsVg 2L
D1 为开关管导通时间占空比； D2
为二极管的续流时间，未知！
第3章不连续导通模式DCM
电源变换基础及应用
电容安秒平衡与电感电流波形
v(t ) iL (t ) iC (t ) , R iC (t ) 0
化简得：
2L D RTs
DCM的条件可另记作：
K K临界
其中：K 2L RTs , K临界 ( D) D
电源变换基础及应用 第3章不连续导通模式DCM
K、K临界 和D
2 K<K临界: DCM 1 K=2L/RTs
K>K临界: CCM
2
K>K临界: CCM K=2L/RTs
1
0
0 Buck变换器 K临界与D的关系
ΔiL
Ts
t
第3章不连续导通模式DCM
进一步减少负载电流
继续增大R，使得 I iL
(a)
这时将出现三种状态：
•状态1： D1Ts 时间段，开关管导通 •状态2： D2Ts 时间段，开关管截止，
DCM状态下电感电流和二极管电流波形 iL(t)
二极管导通
•状态3： D3Ts 时间段，开关管继续保持 截止，而二极管上的电流为零 电感电流不连续的状态称为变换器 不连续导通状态（DCM）
+
v(t)
Vg
C
由小扰动近似原理 简化，得
vL (t ) Vg V iC (t ) iL (t ) V R
-
电容上的电压扰动可以 忽略，而电感上的电流 扰动却不能忽略
电源变换基础及应用
第3章不连续导通模式DCM
状态2：开关管截止，二极管导通
电感电压和电容电流：
vL (t ) v(t ) iC (t ) iL (t ) v(t ) R
第3章 不连续导通模式DCM
3.1 不连续导通模式的原因及临界值 3.2 变换率分析
3.3 Boost变换器举例
3.4 变换器DCM仿真
3.4.1 Buck变换器DCM仿真 3.4.2 Boost变换器DCM仿真
电源变换基础及应用
第3章不连续导通模式DCM
3.1 不连续导通模式的原因及临界值
Q1 iL(t) Vg D1 iD(t)
电源变换基础及应用
第3章不连续导通模式DCM
3.2 变换器分析
(a) iL(t) L + vL(t) - i (t) C Vg C R
+
v(t)
Q1 iL(t) Vg D1 iD(t) C R L
+
V
(b) 状态2 Vg
iL(t)
L
+ vL(t) - i (t) C C R
+
v(t)
(c) L
iL(t)
状态3：开关管截止，二极管反偏
电感电压和电容电流：
vL (t ) 0, iL (t ) 0 iC (t ) iL (t ) v(t ) R
( D1 D2 )Ts t Ts
L
iL(t)
+ vL(t) Vg
iC(t) R
+
v(t)
C
忽略电容上的电压扰动，得
vL (t ) 0 iC (t ) V R
I
导通器件 0
流过二极管的最小电流为 I iL
V (b) 电流直流分量（或平均值）为：I R V V Vg DDTs 开关扰动峰值为：iL g DTs 2L 2L
DTs Q1 D1
Ts
Q1
ΔiL t
iD(t)
注意：I 取决于负载， iL 与负载无关
电源变换基础及应用
I 0 DTs
电源变换基础及应用
第3章不连续导通模式DCM
电感伏秒平衡
vL(t) Vg-V D1Ts D2Ts
D3Ts 0
Ts
t
-V
DCM下Buck 变换器电感电压波形
由电感伏秒平衡得：
vL (t ) D1(Vg V ) D2 (V ) D3 (0) 0
解得：V Vg
D1 D1 D2
Buck变换电路 L
+
C R
V
(a)
CCM状态下电感电流和二极管电流波形
iL(t) I ΔiL
-
流过二极管的最小电流为 I iL
V I 电流直流分量（或平均值）为： R Vg V Vg DDTs 开关扰动峰值为：iL DTs 2L 2L
导通器件
(b) iD(t) I
0 Q1
max ( K临界 )
R临界 界 )
Buck
(1 D)
1
2
2L (1 D ) 2 Ts
2L (1 D )Ts
2
L Ts
Boost
D(1 D)
4 27
27 L 2 Ts 2 L Ts
Buck-boost
(1 D)
2
1
2L D(1 D) 2 Ts
+ vL(t) - i (t) C Vg C R
+
v(t)
-
电源变换基础及应用
第3章不连续导通模式DCM
状态1：开关管导通 0 t D1Ts
电感电压和电容电流：
vL (t ) Vg v(t ) iC (t ) iL (t ) v(t ) R
iL(t)
L + vL(t) iC(t) R
DTs D1
Ts
Q1
t
ΔiL
注意：I 取决于负载， iL 与负载无关
0 DTs
Ts
t
电源变换基础及应用
第3章不连续导通模式DCM
负载电流的减少
增大R，直到 I iL
Q1 iL(t) Vg D1 iD(t)
Buck变换电路 L
(a)
+
C R
V
CCM与DCM临界状态电感电流和二极管电流波形 iL(t)