基于矢量控制的矿井提升机交流双馈调速系统

第34卷第10期煤炭学报Vol.34No.10 2009年10月JOURNAL OF CHINA COAL SOCIETY Oct.2009文章编号：0253－9993（2009）10－1424－06基于矢量控制的矿井提升机交流双馈调速系统王晓晨，李红梅，孙凤香（合肥工业大学电气与自动化工程学院，安徽合肥230009）摘要：针对国内矿井提升机调速系统的现状，提出用基于双PWM变流器的交流双馈调速方案予以改造.给出调速系统结构图，设计了采用按电机定子磁场定向矢量控制策略的控制系统模型，该模型能实现在位势负载下转速无静差，跟踪好，定子侧单位功率因数等高性能技术指标.以660V等级的提升机为实例，用Matlab对一个提升循环中系统的各种运行状况作了详细仿真，仿真试验结果验证了此方案的可行性.关键词：矿井提升机；双馈调速；矢量控制；双PWM变流器；计算机仿真中图分类号：TD534文献标识码：AMine hoist’s adjustable-speed drive system using double-fed inductionmotor based on vector control strategyWANG Xiao-chen，LI Hong-mei，SUN Feng-xiang（School of Electrical Engineering and Automation，Hefei University of Technology，Hefei230009，China）Abstract：According to unsatisfactory actuality of adjustable-speed drive system in mine hoists，a new speed adjus-ting scheme using AC double-fed motor system with duel PWM converter was put forward to replace the traditional scheme.This adjustable-speed drive system’s structure graph was given，then the strategy of vector control oriented by stator field was adopted and the control system’s model was designed.It can realize high technical standards such as none speed static difference，good following performance and unity power factor at the stator side under weight load.Taken hoist of660V grade as an example，all sorts of this system’s working situation during one lift-ing cycle was simulated in detail by Matlab.The simulation results prove that this scheme is applicable.Key words：mine hoist；speed adjustment using double-fed induction motor；vector control；dual PWM converter目前国内60%的矿井提升机仍采用绕线式异步电动机转子附加电阻的调速方案，尤其在中小型煤矿.此方案能耗大，调速性能差，由于能源短缺且价格愈来愈高，需要用先进的变频调速技术进行改造.常规的改造方案是异步电动机定子侧直接接四象限变频器，但所需变频器的容量大于或等于电机的额定功率，价格一般要高出同容量电机价格的3 4倍［1］，对于主副井提升这样的高压大容量场合，造价很昂贵.而且由于全控开关的耐压问题，多采用低压变频器或开关器件串联，结构复杂，维护困难，难以在矿山推广.因此，降低所需变频器容量进而降低系统成本，成为在矿井提升系统推广变频调速节能技术的关键.本文提出了一种全新的改造方案：将绕线式异步电动机的定子接工频电网，转子接双PWM交直交变流器，构成定、转子同时对电网馈电的双馈电机系统，可实现交流双馈变频调速［2］，应用于矿井提升机电收稿日期：2008－10－30责任编辑：许书阁基金项目：安徽省高校青年教师资助计划资助项目（2008jq1003）作者简介：王晓晨（1975—），男，安徽淮南人，讲师，硕士生导师，博士.E－mail：wxc_0311@第10期王晓晨等：基于矢量控制的矿井提升机交流双馈调速系统力拖动.1提升机交流双馈调速系统的组成、运转状态及优点图1为提升机交流双馈调速系统的结构.异步电机定子侧通过开关S 1直接连电网，转子侧通过双图1交流双馈提升机调速系统结构Fig.1Structure of the hoist ’s AC double-fed variable speed systemPWM 变流器、整流变压器、开关S 2连接电网.PWM 可逆整流器由控制器1控制，提供稳定的直流电压U d ，且能实现转子网侧单位功率因数［3－4］.PWM 逆变器（即转子变频器）由控制器2控制，根据采样到的电机速度、电压、电流等信号，将U d 变换成频率、相位、幅值可调的交流电压加到双馈电机转子侧，从而控制转子电流，进而控制定子电流，最终完成对双馈电机功率、转矩和转速的控制.提升机是往复运转，一个提升循环中电机转速图2一个提升循环的给定速度与力Fig.2The given speed and force curves during one hoist cycle n 的给定比较复杂，包括加速、等速、减速、低速爬行等阶段，如图2（a ）所示.根据拖动系统动力学方程可得到给定速度所需要的力，图2（b ），（c ）分别为负载转矩较大和较小的情况，图2（d ）为下放重物的情况.加速或稳态匀速运行时，双馈电机工作在电动状态，但在轻载减速或下放重物时，电机需要提供制动转矩（负力），此时工作在发电状态，因此系统需满足四象限调速的要求.双馈电机定子和转子侧均可与电网实现功率双向流动，所以一共可有4种运转状态：次同步电动，次同步发电，超同步电动，超同步发电［5］.此系统技术优点十分明显，大致有以下几点：①转子变频器只调节转差功率，在调速范围比较小时，转差功率相对于整个电机的容量比较小，和定子侧直接变频相比，所需变频器的容量大为减少，可显著降低成本.②能实现从次同步速至超同步速的较大范围内（最大可从0 2倍额定速度）的调速.如果电机与变频器均达到电机的额定容量，电机轴能输出的机械功率可达到额定功率的2倍（定转子绕组各提供1倍）.③能在调速的同时对定子侧的功率因数进行有效的调节，使电机可以在高功率因数状态下运行，甚至向电网发出无功功率［6］，这对于整个电网的稳定运行和提高系统的效率都十分有利.图3按定子磁场定向的矢量控制的矢量Fig.3Vector of double fed induction motor ’s vector control system oriented by stator flux 2按定子磁场定向的矢量控制目前在双馈电机的多种应用场合都把矢量控制作为主要控制策略［7］，因此对提升机交流双馈调速系统可采用按定子磁场定向的矢量控制策略（图3）.同步旋转坐标系的M 轴位于双馈电机定子磁链Ψs 的轴线上，逆时针旋转90ʎ作为转矩轴T轴方向，M 轴以同步角速度ω1旋转.d 轴为a 相转子轴，旋转角速度为ωr .αβ是静止两相坐标系，α轴与三相定子绕组的A 轴重合.M 轴与d 轴的夹角θs 是转差角，θs =∫（ω1－ωr ）d t.而磁链轴M 相对于定子绕组A 轴的空间位置角θ1=∫ω1d t.转差角频率ωs =ω1－ωr .5241煤炭学报2009年第34卷双馈电机的电压方程和磁链方程为u sm =Rsism+PΨsm－ω1Ψst，u st=R s i st+PΨst+ω1Ψsm，（1）u rm =Rrirm+PΨrm－ωsΨrt，u rt=R r i rt+PΨrt+ωsΨrm，（2）Ψsm=L s i sm+L m i rm，Ψst=L s i st+L m i rt，（3）Ψrm=L r i rm+L m i sm，Ψrt=L r i rt+L m i st，（4）式中，P为微分算子；i sm，i st，i rm，i rt分别为定子和转子电流空间矢量I s，I r的M，T分量；u sm，u st，u rm ，urt分别为定子电压和转子电压空间矢量U s，U r的M，T分量；Ψsm，Ψst，Ψrm，Ψrt分别为定子和转子磁链Ψs，Ψr的M，T分量；R s，R r分别为定子、转子电阻；L s，L r，L m分别为定子、转子自感及互感.因为按定子磁链定向，所以Ψsm=｜Ψs｜，Ψst=0，代入式（3）得i sm =（Ψsm－Lmirm）/Ls，ist=－Lmirt/Ls.（5）由于定子接工频50Hz的电网，此频率下定子电阻R s比电抗小很多，可忽略不计［8］.因此定子磁链矢量滞后定子相电压矢量约90ʎ.所以u sm=0，u st=｜U s｜.将Ψsm=｜Ψs｜，Ψst=0，u st=｜U s｜代入式（1），得｜Ψs｜=｜U s｜/ω1.将式（5）代入式（4）得Ψrm=（L m/L s）Ψsm+L r［1－L m2/（L s L r）］i rm，Ψrt=L r［1－L m2/（L s L r）］i rt.（6）令a=L m/L s，b=L r［1－L m2/（L s L r）］，则Ψrm=aΨsm+bi rm，PΨrm=aPΨsm+bPi rm=bPi rm，Ψrt=bi rt，PΨrt =bPirt，代入式（2）可得urm=（Rr+bP）irm－bωsirt，urt=（Rr+bP）irt+aωsΨsm+bωs i rm.（7）式（7）是采用电压源型逆变器对双馈电机转子电流控制的理论依据，式中aωsΨsm是反电动势引起的扰动项，bωs i rm和bωs i rt是交叉耦合扰动项，这给调节器的设计造成一定困难.为此可用前馈补偿策略解耦这些扰动项，i rm直接由u rm控制，i rt直接由u rt控制.u rm和u rt的控制方程为u rm =（KiP+KiI/s）（i*rm－irm）－bωsirt，urt=（KiP+KiI/s）（i*rt－irt）+aωsΨsm+bωs i rm，（8）其中，K iP，K iI分别为转子电流内环PI调节器的比例和积分调节增益；i*rm，i*rt分别为i rm，i rt的指令值.算出所需的u rm和u rt之后，需通过旋转坐标变换，得到期望的三相转子相电压u*a，u*b，u*c，再经SPWM调制得到三相逆变器6个桥臂的驱动信号.电磁转矩方程为T e =（3/2）npLm（ismirt－irmist），（9）其中，n p为电机的极对数.将式（5）代入式（9），得T e =（3/2）np（Lm/Ls）Ψsmirt.（10）式（10）表明：在定子磁场不变，即Ψsm恒定的情况下，电磁转矩的大小与转子电流有功分量i rt成正比.所以i rt的指令值为i*rt=T*e/［（3/2）n p（L m/L s）Ψsm］，其中T*e为电磁转矩的指令值.若速度外环也采用PI调节器，K nP，K nI为其比例和积分调节增益，则电磁转矩的控制方程可表述为T* e =（KnP+KnI/s）（n*－n），其中n*为电机的转速指令值.所以，i*rt=（K nP+K nI/s）（n*－n）/［3n p（L m/L s）Ψsm/2］.用i rt控制T e的同时也控制了定子侧有功功率，而定子侧无功功率的调节可通过i rm进行控制，其指令值i*rm取决于具体的控制要求［9］.可由式（3）得出i*rm=（Ψsm－L s i*sm）/L m.式中定子电流励磁分量的期望值i* sm =tanφ*ist，其中φ*为定子侧功率因数角的给定值.定子磁链不能直接检测，需用定子电压模型方法进行观测.即将检测到的定子电压，电流经3/2变换，再运用两相静止坐标系下定子电压方程Ψsα=∫（u sα－R s i sα）d t，Ψsβ=∫（u sβ－R s i sβ）d t，可求出两相静止αβ坐标系中定子磁链的α，β分量Ψsα，Ψsβ，然后算出Ψs=Ψ2sα+Ψ2s槡β.根据以上分析，可画出双馈电机按定子磁场定向的矢量控制的控制框图，如图4所示.ASR，ACRT，6241第10期王晓晨等：基于矢量控制的矿井提升机交流双馈调速系统ACRM 分别为转速调节器、转子电流的转矩分量和励磁分量调节器.“C 2r /3s ”“C 3s /2r ”为两相旋转坐标系与三相静止坐标系之间的变换.图4双馈电机按定子磁场定向的矢量控制Fig.4Control of double fed induction motor ’s vector control system oriented by stator flux3系统仿真3.1仿真模型的建立参考图4，用Matlab 的Simulink 工具对所设计的矿井提升机双馈调速系统进行仿真.图5给出了系统仿真模型，该模型把一个提升循环的理想速度曲线（图2（a ））作为电机的速度给定.图5双馈调速矢量控制系统仿真模型Fig.5Simulink model of vector control system for double fed speed adjusting异步电机取630kW /660V 等级，主要参数为额定功率P N =630kW ；定子相电压U s =380V ；极对数n p =2；定子电阻R s =0.024Ω；转子电阻Rᶄr =0.087Ω；定子漏感L ls =0.8mH ；转子漏感L lr =0.8mH ；互感L m =80mH ；额定转速n N =1430r /min ；整个系统折算到电机轴上的转动惯量J =30kg ·m 2.据此可算出额定电磁转矩T eN =4207N ·m ，同步转速n 0=1500r /min ，定子磁链设定值｜Ψs ｜=｜U s ｜/ω1=660/100π=2.1Wb.根据自动控制工程对PI 调节器的设计方法，可设定电流调节器比例系数K iP =1，积分系数K iI =1.转速调节器比例系数K nP =50，积分系数K nI =10.本例中定子侧功率因数要求为1，所以定子电流励磁分量的期望值i *sm =0.为简化仿真，用直流电压源（1200V ）直接供给三相PWM 逆变器以代替三相PWM 整流器的作用.7241煤炭学报2009年第34卷3.2仿真结果分析（1）最大转速给定n *=1200r /min （次同步速），折算到电机轴上的负载转矩为3000N ·m （重载）.设加速、等速时间均为30s ，减速时间为29s ，爬行时间为11s ，爬行速度为40r /min.仿真结果如图6所示.图6次同步速重载下对一个提升循环进行仿真的结果Fig.6Simulation results of a cycle of hoisting with heavy load under synchronous speed等速段n 达到n *，爬行段也达到40r /min ，等速和爬行阶段的转矩约3000N ·m ，与负载转矩近似相等.速度、力与图2（a ），（b ）基本一致.定子电压和电流相位差近似为0，实现了单位功率因数.转子电流频率在等速段和爬行段约为10Hz 和48.7Hz ，与相应转速（1200r /min 和40r /min ）对应的转差频率一致.（2）n *=1200r /min （次同步速），折算到电机轴上的负载转矩为100N ·m （轻载），其它仿真参数同上.仿真结果如图7所示.转速在等速、爬行阶段都达到给定值.这两阶段的转矩约100N ·m ，近似等于负载转矩，定子电压和电流近似同相位.在减速段T e 反向，出现负力说明系统工作在发电制动状态，定子电压和电流相位差近似为180ʎ.总之，速度和力与图2（a ），（c ）基本一致，并实现了单位功率因数.等速段转子电流频率为10Hz ，与相应转速（1200r /min ）对应的转差频率一致.图7次同步速轻载下对一个提升循环进行仿真的结果Fig.7Simulation results of a cycle of hoisting with light load under synchronous speed（3）n *=2250r /min （超同步速），折算到电机轴上的负载转矩为3000N ·m （重载）.设加速时间、等速时间均为30s ，减速时间为29s ，爬行时间为11s ，爬行速度为75r /min.仿真结果如图8所示.图8超同步速重载下对一个提升循环进行仿真的结果Fig.8Simulation results of a cycle of hoisting with heavy load above synchronous speed在等速阶段转速达到n *，爬行速度也达到给定值75r /min ；等速和爬行阶段的转矩约3000N ·m ，8241第10期王晓晨等：基于矢量控制的矿井提升机交流双馈调速系统与负载转矩近似相等.总之，速度和力与图2（a ），（c ）基本一致.此外，定子电压和电流相位差近似为0，实现了单位功率因数.转子电流频率在等速段为25Hz ，与相应转速（2250r /min ）对应的转差频率一致.从次同步到超同步的过渡过程中，转子电流较平滑，表明具有较好的穿越同步频率性能.（4）n *=2250r /min （超同步速），折算到电机轴上的负载转矩为200N ·m （轻载），其它仿真参数同上.仿真结果如图9所示.等速段转速达到n *，爬行速度也达到给定值.这两阶段的转矩约200N ·m ，近似等于负载转矩，定子电压和电流近似同相位.在减速段T e 反向，出现负力说明系统工作在发电制动状态，定子电压和电流相位差近似为180ʎ.总之，速度和力与图2（a ），（c ）基本一致，并实现了单位功率因数.从超同步到次同步的过渡过程中转子电流较平滑，表明具有较好的穿越同步频率性能.图9超同步速轻载下对一个提升循环进行仿真的结果Fig.9Simulation results of a cycle of hoisting with light load above synchronous speed综上所述，所有仿真结果证明：在基于矢量控制的双馈调速方案下，对于提升循环处于不同阶段、不同工况时，电机运行的各项稳态和动态性能均能达到给定指标，因此此方案完全可行.4结语针对目前矿井提升机调速技术现状与存在的不足，将双馈调速方案引入到矿井提升机调速系统改造中，给出了基于电机定子磁场定向矢量控制策略的控制系统模型，用Matlab 对一个提升循环中系统的各种运行状况作了详细仿真，仿真试验结果验证了此方案的可行性.参考文献：［1］Tapia A ，Tapia G ，Ostolaza J X ，et al.Modeling and control of a wind turbine driven doubly fed induction generator ［J ］.En-ergy Conversion ，IEEE Transactions ，2003，18（2）：194－204.［2］Gallardo S ，Carasco M J ，Galvan E ，et al.DSP based doubly fed induction generator test bench using a back to back PWM converter ［A ］.IECON ，Conference Record of the IEEE ［C ］.Pusan ，South Korea ，2004：222－225.［3］张崇巍，张兴.PWM 整流器及其控制［M ］.北京：机械工业出版社，2003.［4］Wu R ，Dewan S B ，Slemon G R.A PWM AC to DC converter with fixed switching frequency ［J ］.IEEE Transactions on In-dustry Applications ，1990，26（5）：880－885.［5］Muller S ，Deicke M ，De Doncker R W.Doubly fed induction generator systems for wind turbines ［J ］.IEEE Ind.Appl.Mag.，2002，8（3）：26－33.［6］吴胜，周理兵.双馈电机的交直交控制［J ］.中国电机工程学报，2005，25（19）：146－151.Wu Sheng ，Zhou Libing.Study of doubly-fed induction machine with AC /DC /AC converter ［J ］.Proceedings of the CSEE ，2005，25（19）：146－151.［7］Petersson A ，Harnefors L ，Thiringer parison between stator flux and gird flux orient rotor current control of doubly fed induction generators ［A ］.PESC ，Conference Record of the 2004IEEE ［C ］.Aachen ，Germany ，2004.［8］Ekanayake J B ，Holdsworth L ，Wu X G ，et al ，Dynamic modeling of doubly fed induction generator wind turbines ［J ］.IEEE Trans.Power Syst.，2003，18（2）：803－809.［9］Ekanayake J B ，Holdsworth L ，Jenkins N.Control of doubly fed induction generator （DFIG ）wind turbines ［J ］.IEEE PowerEng.，2003，17（1）：28－32.9241。