FSR原边反馈反激式变换器及原理
fsr2.0原理 -回复
fsr2.0原理-回复FSR2.0原理在我们深入了解FSR2.0的原理之前，让我们先了解FSR的基本概念。
FSR 是一种压力敏感材料，全称为Force Sensing Resistor，即力敏感电阻器。
它的特点是可以实现对物体施加的压力进行精确监测和测量。
FSR2.0是针对FSR技术的进一步改进和优化，使其在应用方面更加灵活和便捷。
FSR2.0的工作原理可以分为两个主要部分：材料构造和电阻变化。
首先，让我们来看看FSR2.0的材料构造。
它主要由两层薄膜构成：上层是由透明导电材料制成的薄膜，而下层则是由压敏材料构成的薄膜。
透明导电材料的作用是将电信号传导到下层的压敏材料中，使其能够对外界施加的压力产生反应。
当有物体施加压力到FSR2.0上时，压敏材料会发生形变。
这种形变会导致材料电阻发生变化，进而改变电信号的传导性。
压敏材料的电阻随着物体施加的压力而改变的特性是FSR2.0的核心。
其次，让我们来看看FSR2.0的电阻变化原理。
压敏材料在受压之后，会发生形变，其电阻随之发生变化。
这种电阻变化是非线性的，即压力大小与电阻变化呈非线性关系。
通常来说，当物体施加的压力越大，FSR2.0的电阻值就越小。
反之，当物体施加的压力较小时，FSR2.0的电阻值较大。
通过测量FSR2.0的电阻值，我们可以推算出物体施加的压力大小。
为了更好地测量FSR2.0的电阻变化，我们需要将其连接到电路中。
通常，FSR2.0一端连接到一个电源供电，而另一端则连接到一个模拟到数字转换器（ADC）。
ADC的作用是将FSR2.0的电压信号转换为数字信号，以便计算机或其他电子设备能够对其进行处理和分析。
通过读取ADC输出的数字信号，我们可以了解到物体施加的压力大小和变化情况。
除了电阻变化原理外，FSR2.0还具备其他特性。
例如，它的响应速度较快，可以实现高频率的压力测量。
此外，FSR2.0的尺寸和形状可以根据应用需要进行定制，适用于不同的场景和环境。
反激变换器资料课件
电压调整率是衡量反激变换器输出电压稳定性的重要指标。 好的电压调整率意味着在输入电压变化或负载变化时，输出 电压能够保持稳定。
负载调整率
负载调整率是衡量反激变换器输出电流稳定性的重要指标。 好的负载调整率意味着在负载电流变化时，输出电压能够保 持稳定。
电磁干扰与噪声分析
电磁干扰
反激变换器在开关过程中会产生电磁干扰，可能对周围电子设备和系统产生影响 。因此，需要采取措施降低电磁干扰，如优化电路设计、使用屏蔽等。
反激变换器资料课 件
contents
目录
• 反激变换器概述 • 反激变换器的工作状态 • 反激变换器的设计要点 • 反激变换器的性能分析 • 反激变换器的优化策略 • 反激变换器的实际案例分析
01
CATALO义
反激变换器是一种将输入直流电 压转换为输出直流电压或直流电 流的电源转换器。
二极管类型
选择适当的整流二极管， 如肖特基二极管、硅整流 二极管等，以满足电路的 整流需求。
开关频率
根据电路需求和变压器设 计，选择适当的开关频率 ，以提高变换器的效率。
输出滤波器的设计
1 2
电容类型
根据输出电压和电流的纹波要求，选择适当的输 出电容类型，如陶瓷电容、电解电容等。
电感类型
选择适当的输出电感类型，如铁氧体电感、绕线 电感等，以满足输出滤波需求。
详细描述
在断续导电模式下，反激变换器的开关管在每个周期的开始阶段短暂导通，然后关闭。当开关管关闭 时，磁芯中的能量通过变压器传递到输出端。随着磁芯中的能量逐渐减少，输出电压逐渐下降。在下 一个周期开始时，开关管再次导通，重新为磁芯提供磁化能量。
临界导电模式
总结词
临界导电模式是连续导电模式和断续导 电模式之间的过渡状态。在此模式下， 反激变换器的开关管在每个周期的某个 时刻关闭，以限制磁芯中的能量。
反激电路原理详解
反激电路原理详解
反激电路又称零电压开关电路，是一种基本的开关变换电路，它是由两个元件组成的。
反激电路中，当初级开关管Q1导通时，通过初级线圈的电流为0。
此时，次级线圈有两个磁极，并且次级线圈只有一个回路，电感L（即初级线圈到次级线圈的距离）随次级线圈电流的增加而增加。
在反激变换器中，当开关管Q1
截止时，变压器副边电压Udc通过次级线圈回到原边，使得初
级线圈电流为零。
当开关管Q1导通时，如果变压器副边没有电压，初级线圈中将产生一个大的电流通过电感L（即初级线圈到次级线圈的距离）。
因此，在反激变换器中，为了防止反激式开
关管Q1关断时产生的大电流损坏变压器副边电压，必须始终大于或等于输入电压。
由于在反激变换器中使用了电感元件L（即初级线圈到次级线圈的距离），因此电感电流与初级和次级之间
的电容Ci有关。
当Ci增大时，则电流将减小；反之则电流增大。
反激式变换器的这种结构特点就决定了在反激变换器中必须采用负反馈控制。
—— 1 —1 —。
FSR原边反馈反激式变换器及原理
FSR原边反馈反激式变换器及原理FSR（Flyback Switching Regulator）原边反馈反激式变换器是一种常见的开关电源拓扑结构，可以同时实现输入输出电压的隔离和转换。
本文将详细介绍FSR原边反馈反激式变换器的工作原理及其特点。
[图片]在FSR原边反馈反激式变换器中，电源输入通过变压器的一侧加入，并由输入电容进行滤波。
控制IC产生的PWM信号控制MOSFET的开关，将输入电压转换为短暂的高功率矩形脉冲，并传输给变压器。
由于变压器的变比，高功率脉冲信号被变压器转换为低功率矩形脉冲信号，然后通过输出二次侧的整流和滤波电路得到所需的输出电压。
1.输入滤波和整流：电源输入先通过输入电容进行滤波，降低电源噪声。
然后，经过整流电路将交流输入转换为直流输入。
2.反激开关：控制IC通过控制频率和占空比产生PWM信号，控制功率MOSFET的通断。
当MOSFET导通时，电源输入电源通过变压器传递到输出端；当MOSFET截止时，输出端的电压会产生反向电压，称为反激。
3.变压器：变压器是FSR变换器的核心组件。
它以一定的变比将输入电压转换为输出电压。
当功率MOSFET导通时，输入脉冲能量被储存在变压器的磁场中；当MOSFET截止时，储存在磁场中的能量通过变压器的绕组耦合到二次侧，并转换为输出电压。
4.输出整流和滤波：由于输出是交流信号，需要进行整流和滤波处理，将其转换为直流输出。
通常，采用整流二极管和输出电容来实现。
1.隔离性：由于变压器的存在，输入与输出之间具有隔离性，使输出与输入之间不会存在电气连接。
这保证了输出的安全性和稳定性。
2.最小化元件数量：FSR变换器相对于其他开关电源结构，所需元件数量较少，减小了系统的复杂性。
3.简化控制电路：FSR变换器采用原边反馈控制方式，可实现电流和电压双回路控制，简化了控制电路的设计。
4.可实现多输出：FSR变换器可通过变压器的设计来实现多种输出，满足不同应用的需求。
反激变换器工作原理
反激变换器
28
V in (min) D max (1 D max )
(V out V D )
NP NS
(10)
V in (max) D min V in (min) D max
(11)
i P (max)
NS
I out
N P 1 D min
1 V in (max) D min 2 f s LP
2 2
C
f
D max I out V out f s
(16)
反激变换器
14
此页之后的内容在讲完变压器电抗器设计之后才细讲。 Iin Vin IP UP IS D US Iout Cf 八. 元器件的选择 Vout 4.变压器的设计
A.选定磁芯材料和型式--- 根据工作频率,磁化形式,传输功率,线圈绕组的绕制等要求, 以及磁芯的磁化曲线,供货情况等来确定磁芯材料. B.确定磁芯型材的大小---Ae,AW,lm 由电流密度参数法,有
Iout Cf 八. 元器件的选择 Vout 4.变压器的设计 根据(20),确定磁芯的大小. 于是得到Ae,AW,lm
C.确定原副边匝数---NP,NS
由(6),(6‘)和(11) 确定
NP
V in (max) D min f s Ae B
(23)
NS
(V out (max) V D ) 1 D min f s Ae B
2 N P I in DB
(34)
B
S
反激变换器
24
Iin Vin
IP UP
IS D US
Iout Cf 八. 元器件的选择 Vout 4.变压器的设计 E.变压器磁芯气隙lg的确定 加气隙后的B - H曲线
反激式变换器
Uo(1
D)T
0
Uo
N2 N1
1
D D
U
d
上式表明：反激DC-DC变换电路的输出电压平均值和BuckBoost电路一样与D/(1-D)成正比，不同的是还与匝数有关。
反激式变换器（Flyback Converter）
电流断续模式（DCM）下工作波形分析
0 t t1时段（VT开通） VD1关断， N1绕组作为电感电流从零开始增长。
ksai 2
ksau 1.5 额定电压 UVTrated k U sau VTmax 300 V
设计方法*
（3）输出整流二极管参数计算
iL2midmax
N1 N2
iL1midmax
7.4A
I I i VDrmsmax L2rmsmax L2midmax 1 Dmin 6.4A
设计方法*
（1）计算变压器参数 考虑变压器反射电压： N1 10
N2
实际选择变压器匝比： N1 10
N2
输入电压最小时占空比达到最大，有：
Uo
N2 N1
1
Dm a x Dmax
U
dm
in
Dmax 0.33
最大负载阻抗：
Rm a x
5V 0.5A
10
Dmin 0.25
设计方法*
电感电流连续：
)2
L2
初级电流峰值：
I L1pk
I L1mid
iL1 2
iL1
DU d fL1
Io
IL2mid(1
D)
N1 N2
IL1mid(1
D)
输入输出关系：
Uo
N2 N1
D 1 D Ud
原边反馈原理
原边反馈原理是电子工程领域中一个重要的概念。
在电路设计中，原边反馈原理被广泛应用于各种电子设备的稳定性和性能提升。
本文将介绍原边反馈原理的基本概念、作用原理以及在电路设计中的应用。
原边反馈原理指的是将电路的输出信号与输入信号进行比较，通过调节反馈网络来控制输出信号的稳定性和准确性的一种技术。
通过引入反馈回路，电路可以自动调整自身的工作状态，使得输出信号更加稳定和准确。
原边反馈原理主要有负反馈和正反馈两种类型。
负反馈是最常见的一种反馈类型。
它通过将电路的一部分输出信号与输入信号进行比较，并将差异信号通过反馈网络返回给输入端，从而调整电路的工作状态。
负反馈的作用是降低电路的增益，提高稳定性和线性度。
通过负反馈，电路可以抵消原始信号中的噪声和失真，使得输出信号更加准确和可靠。
正反馈则与负反馈相反，它将一部分输出信号加到输入信号上，从而增强电路的正馈作用。
正反馈可以使得电路进入自激振荡状态，产生周期性的输出信号。
正反馈在某些特定的应用中非常有用，比如振荡器和计数器等。
在电路设计中，原边反馈原理可以提供许多优势。
首先，它可以提高电路的稳定性和可靠性。
通过负反馈，电路可以自动调整工作状态，使得输出信号不受外界环境变化的影响。
其次，原边反馈原理可以提高电路的线性度。
通过抑制非线性元件的非线性特性，电路的输出信号更加准确和可靠。
此外，原边反馈原理还可以降低电路的噪声和失真，提高信号的质量。
然而，原边反馈原理也存在一些限制。
首先，原边反馈会引入一定的相位延迟，使得电路的频率响应受到影响。
其次，原边反馈会增加电路的复杂度和成本。
在一些高频电路设计中，原边反馈可能会引入稳定性问题和振荡。
总的来说，原边反馈原理是电子工程领域中一个重要的概念。
它通过引入反馈回路，可以提高电路的稳定性、线性度和信号质量。
在电路设计中，合理应用原边反馈原理可以使得电子设备更加可靠和高性能。
然而，设计者需要权衡原边反馈的优势和限制，选择适合的反馈类型和参数，以达到最佳的电路性能。
反激变压器设计原理
反激变压器设计原理.txt我这人从不记仇，一般有仇当场我就报了。
没什么事不要找我，有事更不用找我！就算是believe中间也藏了一个lie！我那么喜欢你，你喜欢我一下会死啊?我又不是人民币，怎么能让人人都喜欢我？反激变压器设计原理默认分类 2008-01-21 11:16 阅读273 评论1 字号：大大中中小小一节. 概述.反激式(Flyback)转换器又称单端反激式或"Buck-Boost"转换器.因其输出端在原边绕组断开电源时获得能量故而得名.离线型反激式转换器原理图如图.一、反激式转换器的优点有:1. 电路简单,能高效提供多路直流输出,因此适合多组输出要求.2. 转换效率高,损失小.3. 变压器匝数比值较小.4. 输入电压在很大的范围内波动时,仍可有较稳定的输出,目前已可实现交流输入在85~265V间.无需切换而达到稳定输出的要求.二、反激式转换器的缺点有:1. 输出电压中存在较大的纹波,负载调整精度不高,因此输出功率受到限制,通常应用于150W以下.2. 转换变压器在电流连续(CCM)模式下工作时,有较大的直流分量,易导致磁芯饱和,所以必须在磁路中加入气隙,从而造成变压器体积变大.3. 变压器有直流电流成份,且同时会工作于CCM / DCM两种模式,故变压器在设计时较困难,反复调整次数较顺向式多,迭代过程较复杂.第二节. 工作原理在图1所示隔离反驰式转换器(The isolated flyback converter)中, 变压器" T "有隔离与扼流之双重作用.因此" T "又称为Transformer- choke.电路的工作原理如下:当开关晶体管 Tr ton时,变压器初级Np有电流 Ip,并将能量储存于其中(E = LpIp / 2).由于Np与Ns极性相反,此时二极管D反向偏压而截止,无能量传送到负载.当开关Tr off 时,由楞次定律 : (e = -N△Φ/△T)可知,变压器原边绕组将产生一反向电势,此时二极管D正向导通,负载有电流IL流通.反激式转换器之稳态波形如图2.由图可知,导通时间 ton的大小将决定Ip、Vce的幅值:Vce max = VIN / 1-DmaxVIN: 输入直流电压 ; Dmax : 最大工作周期Dmax = ton / T由此可知,想要得到低的集电极电压,必须保持低的Dmax,也就是Dmax＜0.5,在实际应用中通常取Dmax = 0.4,以限制Vcemax ≦ 2.2VIN.开关管Tr on时的集电极工作电流Ie,也就是原边峰值电流Ip为: Ic = Ip = IL / n. 因IL = Io,故当Io一定时,匝比 n的大小即决定了Ic的大小,上式是按功率守恒原则,原副边安匝数相等 NpIp = NsIs而导出. Ip亦可用下列方法表示:Ic = Ip = 2Po / (η*VIN*Dmax) η: 转换器的效率公式导出如下:输出功率 : Po = LIp2η / 2T输入电压 : VIN = Ldi / dt设 di = Ip,且 1 / dt = f / Dmax,则:VIN = LIpf / Dmax 或 Lp = VIN*Dmax / Ipf则Po又可表示为 :Po = ηVINf DmaxIp2 / 2f Ip = 1/2ηVINDmaxIp∴ Ip = 2Po / ηVINDmax上列公式中 :VIN : 最小直流输入电压 (V)Dmax : 最大导通占空比Lp : 变压器初级电感 (mH)Ip : 变压器原边峰值电流 (A)f : 转换频率 (KHZ)图2 反激式转换器波形图由上述理论可知,转换器的占空比与变压器的匝数比受限于开关晶体管耐压与最大集电极电流,而此两项是导致开关晶体成本上升的关键因素,因此设计时需综合考量做取舍.反激式变换器一般工作于两种工作方式 :1. 电感电流不连续模式DCM (Discontinuous Inductor Current Mode)或称 " 完全能量转换 ": ton时储存在变压器中的所有能量在反激周期 (toff)中都转移到输出端.2. 电感电流连续模式CCM ( Continuous Inductor Current Mode) 或称 " 不完全能量转换 " : 储存在变压器中的一部分能量在toff末保留到下一个ton周期的开始.DCM和CCM在小信号传递函数方面是极不相同的,其波形如图3.实际上,当变换器输入电压VIN 在一个较大范围内发生变化,或是负载电流 IL在较大范围内变化时,必然跨越着两种工作方式.因此反激式转换器要求在DCM / CCM都能稳定工作.但在设计上是比较困难的.通常我们可以以DCM / CCM临界状态作设计基准.,并配以电流模式控制PWM.此法可有效解决DCM时之各种问题,但在 CCM时无消除电路固有的不稳定问题.可用调节控制环增益编离低频段和降低瞬态响应速度来解决CCM时因传递函数 " 右半平面零点 "引起的不稳定. DCM和CCM在小信号传递函数方面是极不相同的,其波形如图3.图3 DCM / CCM原副边电流波形图实际上,当变换器输入电压VIN在一个较大范围内发生变化,或是负载电流 IL在较大范围内变化时,必然跨越着两种工作方式.因此反激式转换器要求在DCM / CCM都能稳定工作.但在设计上是比较困难的.通常我们可以以DCM / CCM临界状态作设计基准.,并配以电流模式控制PWM.此法可有效解决DCM时之各种问题,但在CCM时无消除电路固有的不稳定问题.可用调节控制环增益编离低频段和降低瞬态响应速度来解决CCM时因传递函数 " 右半平面零点 "引起的不稳定.在稳定状态下,磁通增量ΔΦ在ton时的变化必须等于在"toff"时的变化,否则会造成磁芯饱和.因此,ΔΦ = VIN ton / Np = Vs*toff / Ns即变压器原边绕组每匝的伏特/秒值必须等于副边绕组每匝伏特/秒值.比较图3中DCM与CCM之电流波形可以知道:DCM状态下在Tr ton期间,整个能量转移波形中具有较高的原边峰值电流,这是因为初级电感值Lp相对较低之故,使Ip急剧升高所造成的负面效应是增加了绕组损耗(winding lose)和输入滤波电容器的涟波电流,从而要求开关晶体管必须具有高电流承载能力,方能安全工作.在CCM状态中,原边峰值电流较低,但开关晶体在ton状态时有较高的集电极电流值.因此导致开关晶体高功率的消耗.同时为达成CCM,就需要有较高的变压器原边电感值Lp,在变压器磁芯中所储存的残余能量则要求变压器的体积较DCM时要大,而其它系数是相等的.综上所述,DCM与CCM的变压器在设计时是基本相同的,只是在原边峰值电流的定义有些区别 ( CCM时 Ip = Imax - Imin ).第三节 FLYBACK TANSFORMER DESIGN一、FLYBACK变压器设计之考量因素:1. 储能能力. 当变压器工作于CCM方式时,由于出现了直流分量,需加AIR GAP,使磁化曲线向 H 轴倾斜,从而使变压器能承受较大的电流,传递更多的能量. Ve: 磁芯和气隙的有效体积.or P = 1/2Lp (Imax2 - Imin2)式中Imax, Imin ——为导通周期末,始端相应的电流值.由于反激式变压器磁芯只工作在第一象限磁滞回线,磁芯在交、直流作用下的B.H效果与AIR GAP大小有密切关联,如图4.在交流电流下气隙对ΔBac无改变效果,但对ΔHac将大大增加,这是有利的一面,可有效地减小CORE的有效磁导率和减少原边绕组的电感.在直流电流下气隙的加入可使CORE承受更加大的直流电流去产生HDC,而BDC却维持不变,因此在大的直流偏置下可有效地防止磁芯饱和,这对能量的储存与传递都是有利的.当反激变压器工作于CCM时,有相当大的直流成份,这时就必须有气隙.外加的伏秒值,匝数和磁芯面积决定了B轴上ΔBac值; 直流的平均电流值,匝数和磁路长度决定了H轴上HDC值的位置. ΔBac对应了ΔHac值的范围.可以看出,气隙大ΔHac就大. 如此,就必须有足够的磁芯气隙来防止饱和状态并平稳直流成分.图 4 有无气隙时返驰变压器磁芯第一象限磁滞回路2. 传输功率 . 由于CORE材料特性,变压器形状(表面积对体积的比率),表面的热幅射,允许温升,工作环境等的不特定性,设计时不可把传输功率与变压器大小简单的作联系,应视特定要求作决策.因此用面积乘积法求得之AP值通常只作一种参考. 有经验之设计者通常可结合特定要求直接确定CORE之材质,形状,规格等.3. 原,副边绕组每匝伏数应保持相同.设计时往往会遇到副边匝数需由计算所得分数匝取整,而导致副边每匝伏数低于原边每匝伏数. 如此引起副边的每匝伏秒值小于原边,为使其达到平衡就必须减小 ton时间,用较长的时间来传输电能到输出端. 即要求导通占空比D小于0.5.使电路工作于DCM模式.但在此需注意: 若 Lp太大,电流上升斜率小,ton时间又短(＜50%),很可能在"导通"结束时,电流上升值不大,出现电路没有能力去传递所需功率的现象. 这一现象是因系统自我功率限制之故.可通过增加AIR GAP和减小电感Lp,使自我限制作用不会产生来解决此问题.4. 电感值Lp . 电感Lp在变压器设计初期不作重点考量. 因为Lp只影响开关电源的工作方式. 故此一参数由电路工作方式要求作调整. Lp的最大值与变压器损耗最小值是一致的.如果设计所得Lp大,又要求以CCM方式工作,则刚巧合适. 而若需以DCM方式工作时,则只能用增大AIR GAP,降低Lp来达到要求,这样,一切均不会使变压器偏离设计.在实际设计中通过调整气隙大小来选定能量的传递方式(DCM / CCM) . 若工作于DCM方式,传递同样的能量峰值电流是很高的. 工作中开关Tr,输出二极体D以及电容C产生最大的损耗,变压器自身产生最大的铜损(I2R). 若工作于CCM方式,电感较大时,电流上升斜率低虽然这种状况下损耗最小,但这大的磁化直流成分和高的磁滞将使大多数铁磁物质产生磁饱和. 所以设计时应使用一个折衷的方法,使峰值电流大小适中,峰值与直流有效值的比值比较适中. 只要调整一个合适的气隙,就可得到这一传递方式,实现噪音小,效率合理之佳况.5. 磁饱和瞬时效应. 在瞬变负载状况下,即当输入电压为VINmax而负载电流为Iomin时,若Io突然增加,则控制电路会立即加宽脉冲以提供补充功率. 此时,会出现VINmax和Dmax并存,即使只是一个非常短的时间,变压器也会出现饱和,引起电路失控. 为克服此一瞬态不良效应,可应用下述方法:变压器按高输入电压(VINmax),宽脉冲(Dmax)进行设计. 即设定低的ΔB工作模式,高的原边绕组匝数,但此方法之缺点是使变压器的效率降低.例 : 60watts ADAPTER POWER MAIN X'FMRINPUT : 90 ~ 264 Vac 47 ~ 63 HZ ;OUTPUT : DC 19V 0 ~ 3.16A ; Vcc = 12 VDC 0.1Aη≧ 0.83 ; f s = 70KHZ ; Duty cylce over 50%△t ≦40o (表面) @ 60W ; X'FMR限高 21mm.CASE Surface Temperature ≦ 78℃ .Note : Constant Voltage & Current Design (UC3843AD)Step1. 选择CORE材质,确定△B本例为ADAPTER DESIGN,由于该类型机散热效果差,故选择CORE材质应考量高Bs,低损耗及高μi材质,结合成本考量,在此选用Ferrite Core, 以TDK 之 PC40 or PC44为优选, 对比TDK DATA BOOK, 可知 PC44材质单位密度相关参数如下: μi = 2400 ± 25% Pvc = 300KW / m2 @100KHZ ,100℃Bs = 390mT Br = 60mT @ 100℃ Tc = 215℃为防止X'FMR出现瞬态饱和效应, 此例以低△B设计.选△B = 60%Bm, 即△B = 0.6 * (390 - 60) = 198mT ≒0.2 TStep2 确定Core Size和 Type.1> 求core AP以确定 sizeAP= AW*Ae=(Pt*104)/(2ΔB*fs*J*Ku)= [(60/0.83+60)*104]/(2*0.2*70*103*400*0.2) = 0.59cm4式中 Pt = Po /η +Po 传递功率;J : 电流密度 A / cm2 (300~500) ; Ku: 绕组系数 0.2 ~ 0.5 .2> 形状及规格确定.形状由外部尺寸,可配合BOBBIN, EMI要求等决定,规格可参考AP值及形状要求而决定, 结合上述原则, 查阅TDK之DATA BOOK,可知RM10, LP32/13, EPC30均可满足上述要求,但RM10和EPC30可用绕线容积均小于LP32/13,在此选用LP32/13 PC44,其参数如下:Ae = 70.3 mm2 Aw = 125.3mm2 AL = 2630±25% le = 64.0mmAP = 0.88 cm4 Ve = 4498mm3 Pt = 164W ( forward )Step3 估算临界电流 IOB ( DCM / CCM BOUNDARY )本例以IL达80% Iomax时为临界点设计变压器.即 : IOB = 80%*Io(max) = 0.8*3.16 = 2.528 AStep4 求匝数比 nn = [VIN(min) / (Vo + Vf)] * [Dmax / (1-Dmax)] VIN(min) = 90*√2 - 20 = 107V = [107 / (19 + 0.6)] *[0.5 / (1- 0.5)]= 5.5 ≒ 6匝比 n 可取 5 或 6,在此取 6 以降低铁损,但铜损将有所增加.CHECK Dmax:Dmax = n (Vo +Vf) / [VINmin + n (Vo + Vf)]= 6*(19 + 0.6) /[107 + 6*(19 + 0.6)] = 0.52Step5 求CCM / DCM临ΔISB = 2IOB / (1-Dmax) = 2*2.528 / (1-0.52) = 10.533Step6 计算次级电感 Ls 及原边电感 LpLs = (Vo + Vf)(1-Dmax) * Ts / ΔISB = (19+0.6) * (1-0.52) * (1/70000) / 10=12.76uHLp = n2 Ls = 62 * 12.76 = 459.4 uH ≒ 460此电感值为临界电感,若需电路工作于CCM,则可增大此值,若需工作于DCM则可适当调小此值.Step7 求CCM时副边峰值电流ΔispIo(max) = (2ΔIs + ΔISB) * (1- Dmax) / 2 ΔIs = Io(max) / (1-Dmax) - (ΔISB / 2 )ΔIsp = ΔISB +ΔIs = Io(max) / (1-Dmax) + (ΔISB/2) = 3.16 / (1-0.52) + 10.533 / 2=11.85AStep8 求CCM时原边峰值电流ΔIppΔIpp = ΔIsp / n = 11.85 / 6 = 1.975 AStep9 确定Np、Ns1> NpNp = Lp * ΔIpp / (ΔB* Ae) = 460*1.975 / (0.2*70.3) = 64.6 Ts因计算结果为分数匝,考虑兼顾原、副边绕组匝数取整,使变压器一、二次绕组有相同的安匝值,故调整 Np = 60Ts OR Np = 66Ts考量在设定匝数比n时,已有铜损增加,为尽量平衡Pfe与Pcu,在此先选 Np = 60 Ts.2> NsNs = Np / n = 60 / 6 = 10 Ts3> Nvcc求每匝伏特数Va Va = (Vo + Vf) / Ns = (19+0.6) / 10 = 1.96 V/Ts∴Nvcc = (Vcc + Vf) / Va =(12+1)/1.96=6.6Step10 计算AIR GAPlg = Np2*μo*Ae / Lp = 602*4*3.14*10-7*70.3 / 0.46 = 0.69 mmStep11 计算线径dw1> dwpAwp = Iprms / J Iprms = Po / η / VIN(min) = 60/0.83/107 = 0.676AAwp = 0.676 / 4 J取4A / mm2 or 5A / mm2= 0.1 (取Φ0.35mm*2)2> dwsAws = Io / J = 3.16 / 4 (Φ1.0 mm)量可绕性及趋肤效应,采用多线并绕,单线不应大于Φ0.4, Φ0.4之Aw= 0.126mm2, 則 0.79 / 0.126 = 6.27 6 (即Ns采用Φ0.4 * 6)3> dwvcc Awvcc = Iv / J = 0.1 /4上述绕组线径均以4A / mm2之计算,以降低铜损,若结构设计时线包过胖,可适当调整J之取值.4> 估算铜窗占有率.0.4Aw ≧Np*rp*π(1/2dwp)2 + Ns*rs*π(1/2dws)2 + Nvcc*rv*π(1/2dwv)20.4Aw ≧60*2*3.14*(0.35/2)2+10*6*3.14+(0.4/2)2+7*3.14*(0.18/2)2≧ 11.54 + 7.54 + 0.178 = 19.260.4 * 125.3 = 50.1250.12 > 19.26 OKStep12 估算损耗、温升1> 求出各绕组之线长.2> 求出各绕组之RDC和Rac @100℃3> 求各绕组之损耗功率4> 加总各绕组之功率损耗(求出Total值)如 : Np = 60Ts , LP32/13BOBBIN绕线平均匝长 4.33cm则 INP = 60*4.33 = 259.8 cm Ns = 10Ts则 INS = 10*4.33 = 43.3 cmNvcc = 7Ts則 INvc = 7 * 4.33 = 30.31cm查线阻表可知 : Φ0.35mm WIRE RDC = 0.00268Ω/cm @ 100℃Φ0.40mm WIRE RDC = 0.00203 Ω/cm @ 100℃Φ0.18mm WIRE RDC = 0.0106 Ω/cm @ 100℃R@100℃ = 1.4*R@20℃求副边各电流值. 已知Io = 3.16A.副边平均峰值电流 : Ispa = Io / (1-Dmax ) = 3.16 / (1- 0.52) = 6.583A副边直流有效电流 : Isrms = √〔(1-Dmax)*I2spa〕 = √(1- 0.52)*6.5832 = 4.56A 副边交流有效电流 : Isac = √(I2srms - Io2) = √(4.562-3.162) = 3.29A求原边各电流值 :∵ Np*Ip = Ns*Is原边平均峰值电流 : Ippa = Ispa / n = 6.58 / 6 = 1.097A原边直流有效电流 : Iprms = Dmax * Ippa = 1.097 * 0.52 = 0.57A原边交流有效电流 : Ipac = √D*I2ppa = 1.097*√0.52 = 0.79A求各绕组交、直流电阻.原边 : RPDC = ( lNp * 0.00268 ) / 2 = 0.348ΩRpac = 1.6RPDC = 0.557Ω副边 : RSDC = ( lNS*0.00203 ) /6 = 0.0146ΩRsac = 1.6RSDC = 0.0243ΩVcc绕组 : RDC =30.31*0.0106 = 0.321Ω计算各绕组交直流损耗:副边直流损 : PSDC = Io2RSDC = 3.162 * 0.0146 = 0.146W交流损 : Psac = I2sac*Rsac = 3.292*0.0234 = 0.253WTotal : Ps = 0.146 + 0.253 = 0.399 W原边直流损 : PPDC = Irms2RPDC = 0.572 * 0.348 = 0.113W交流損 : Ppac = I2pac*Rpac = 0.792*0.557 = 0.348W忽略Vcc绕组损耗(因其电流甚小) Total Pp = 0.461W总的线圈损耗 : Pcu = Pc + Pp = 0.399 + 0.461 = 0.86 W2> 计算铁损 PFe查TDK DATA BOOK可知PC44材之△B = 0.2T 时,Pv = 0.025W / cm2 LP32 / 13之Ve = 4.498cm3PFe = Pv * Ve = 0.025 * 4.498 = 0.112W3> Ptotal = Pcu + PFe = 0.6 + 0.112 = 0.972 W4> 估算温升△t依经验公式△t = 23.5PΣ/√Ap = 23.5 * 0.972 / √0.88 = 24.3 ℃估算之温升△t小于SPEC,设计OK.Step13 结构设计查LP32 / 13 BOBBIN之绕线幅宽为 21.8mm.考量安规距离之沿面距离不小于6.4mm.为减小LK提高效率,采用三明治结构,其结构如下 :X'FMR结构 :Np #1 3.2 / 3.2 2 -- A Φ0.35 * 2 30 1LSHI #2 3.2 / 3.2 SHI- 4 2mils * 12 1 3LNs #3 3.2 / 3.2 8.9 - 6.7 Φ0.4 * 6 10 3LSHI #4 3.2 / 3.2 SHI- 4 2mils * 12 1 1LNp #5 3.2 / 3.2 A -- 1 Φ0.35 * 2 30 1LNvcc #6 3.2 / 3.2 3 -- 4 Φ0.18 7 2L#7 连结两 A 点2L。
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t PFM方式：
保持
I
不变，检测
pk
R
L
调整
S
开关频率不固定
PWM方式： 保持 t S 不变
根据 R L 调整 VIN ton
开关频率固定
2020/6/12
14
2.3.1.1 PWM 恒压（CV）原理
V IN
t S 确定 LP
RL
t S 确定 LP
2020/6/12
保持 t S 不变 开关频率固定
2020/6/12
20
2.3.1.2 PFM 恒压（CV）原理
VIN
M RS
原边的峰值 电流固定为
I pk
Vlimit RS
VO
保持I p k 不变 开关频率不固定
PSR的输出电压 VO I pk
VDD 给芯片供
电
RL LP 2ts
通过辅助绕组 检测输出电压
RL
Vo的信息
Vlim it
VO
负反馈
VO LS
tD
I p k 达到最大值
t D 达到最大值
2020/6/12
19
PWM 恒压（CV)模式下， 在 V I N 最小并且满载时
ton,MAX
PWM
导通时间 ton 达到最大值 消磁时间 t D 达到最大值
I pk ,max
IP
IS
tD,max
PWM CV VINMIN Full _ Load
R1 R2 VO1 VO2 PO1 PO2
VE
ton1
ton 2
2020/6/12
17
CV：其他条件不变，VIN变化时的调整过 程
未进行调整
VE 调整过程
CV 稳态1 输出恒压Vo 输入电压为VIN1 负载电阻为 RL
原边 电流
输入电压 突变为 VIN 2 VIN 2 VIN1
VE
原边电流斜率
输出电压为 VO1 输出功率为 PO1
未进行调整
负载电阻 突变为R2 （假如R2<R1) Io稍微上升 Vo迅速下降
消磁时间 tD
调整过程
根据Vo调整开关管 的开关频率fs
fS ，tS
调整后使得 tD不变 tS
CC 稳态2
输出恒流Io 负载电阻为R2
输出电压为 VO 2 输出功率为 PO2
R1 R2 VO1 VO2 PO1 PO2
Vpk
(n)
2RS tD
NS NP
tS IO
(n 1)
根据第n-1个周期
的消磁时间t D 确定
第n个周期的原边 峰值电流 V p k
RS
28
实现方式2的恒流调整过程
CC
稳态1
输出恒流Io
负载电阻为R1
输出电压为 输出功率为
VO1 PO1
未进行调整
负载电阻 突变为R2 （假如R2<R1) Io稍微上升 Vo迅速下降 消磁时间
VE不变
ton
调整后使得
ton VIN 不变
原边 电流
CV 稳态2
输出恒压Vo 输入电压为 VIN 2
负载电阻为 RL
VIN1 VIN 2 ton1 ton2 PO1 PO2
VE
ton1
ton2
2020/6/12
18
PWM 恒压（CV)模式下， 在 V I N 最小并且满载时
导通时间t o n 达到最大值
率Po的大小
OSC
2020/6/12
16
CV：其他条件不变，RL变化时的调整过程
CV 稳态1
负载电阻为R1 输出电压为 VO1 输出功率为 PO1
原边 电流
未进行调整
负载电阻 突变为R2 （假如R2<R1) Vo下降
VE
调整过程
VE
ton
调整后使得
ton RL 不变
原边 电流
CV 稳态2
负载电阻为R2 输出电压为 VO 2 输出功率为 PO2
12
2.2 如何在原边获取Vo、Io的信息
VIN
IP
IS ID
VF
VO IO
NP
NS
RL
假设所有元件都是理想的
IP
I pk
I pk
VD
M
N A VA
IS
I D, pk
I D, pk
RS
VD VIN
VA
NA NS
VO
NP NS
VO
VA
NA NS
VO
Vo的信息反映在 原边辅助绕组电压VA
IO
tD 2tS
的占空比
I pk
D
调整后 使得 I pk tD 不变
CC 稳态2
输出恒流Io 负载电阻为R2 输出电压为VO2 输出功率为 PO2
R1 R2 VO1 VO2 PO1 PO2
2020/6/12
27
PWM恒流实现方式2原理图
保持 t S 不变
调整 t D I pk 使其不变
VIN
LP
LS
M
VO
t PFM方式：
保持
I
不变，检测
pk
t
D
调整 S
开关频率不固定
PWM方式： 保持 t S 不变
调整 t D I pk 使其不变
开关频率固定
2020/6/12
23
VIN
LP
M
RS
PFM方式恒流原理
图
VO
t 保持 I p k 不变，检测 t D 调整 S
LS
开关频率不固定
VDD 给芯片供
电
原边的峰值 电流固定为
PSR的输出电压
VO VIN ton
RL 2tsLP
RL
调整 t o n
RL
调整 t o n
V IN
调整
ton
V IN
调整 t o n
Vo恒定 Vo恒定
15
PWM方式恒压原理图
VIN
LP
LS
VO
M RS
QR QS
VDD 给芯片供
电
比较器
通过辅助绕组 检测输出电压
Vo的信息
VE
采样 保持
Vref VE 代表输出功
IO2 ttD SN N P SIpk IpktD2IO tSN N P S
I pk
VDD 给芯片供
电
V pk RS
V pk
2RS
NS NP tD
tS IO
开关频率固定
RS
PWM
检测消磁时间
tD
Vpk
2RS
NS NP tD
tSIO
比较器 Vpk
实现方式2（见专利 US 2008/0112193)
2020/6/12
QR
QS
OSC
根据检测到的 输出电压Vo 调整开关管 的开关频率fs
ts
VO
2020/6/12
21
PFM 恒压（CV）调整过程
CV
稳态1
负载电阻为R1 输出电压为 VO1 输出功率为 PO1
未进行调整
负载电阻 突变为R2 （假如R2<R1) Vo下降
ts1
调整过程
RL
tS
调整后使得
RL
不变
tS
ts2
2.2 如何在原边获取Vo、Io的信息
VIN
IP
NP
IS ID
VF
NS
VO IO RL
假设所有元件都是理想的
VD
M
N A VA
IP
I pk
I pk
IS
I D, pk
I D, pk
RS
VD
VIN
NP NS
(VOVF)
VA
NA NS
(VO
VF
)
副边电流为0时 V F 0
原边绕组电压
VD
VIN
NP NS
VO
VA
N N
A S
VO
辅助绕组电压
VD VIN
VA
Vo的信息反映在原边绕组电压VD-VIN以及
2020/6/12
辅助绕组电压VA上
N N
A S
VO
tD tS
NP NS
VO
11
2.2 如何在原边获取Vo、Io的信息
VIN
IP
NP
IS ID
VF
NS
VO IO RL
假设所有元件都是理想的
VD
M
N A VA
I pk
Vlimit RS
通过辅助绕组 检测输出电压
Vo的信息
Vlim it
I pk
NP NS
VO LS
tD
QR QS
OSC
根据检测到的 输出电压Vo 调整开关管 的开关频率fs
Ipk固定，检测出Vo相当 于检测出
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24
PFM方式恒流调整过程
CC
稳态1
输出恒流Io 负载电阻为R1
锯齿波 发生器
实现方式1
比较器
开关周期 是固定的
Vref
tS
tS
2020/6/12
26
实现方式1的恒流调整过 程
CC
稳态1
输出恒流Io 负载电阻为R1 输出电压为 VO1 输出功率为 PO1
未进行调整
负载电阻 突变为R2 （假如R2<R1) Io稍微上升 Vo迅速下降
消磁时间 tD
调整过程
调整开关管
消磁时间 t D 达到最大值
PSR的输出电压
VO VIN ton