反激变换器
反激变换器的反射电压
反激变换器的反射电压反激变换器是一种常用的电力电子变换器，用于将直流电压转换为交流电压。
在反激变换器中，反射电压是一个重要的参数，它对变换器的性能和稳定性有着重要影响。
反射电压是指在变换器输出端口的电压波形中出现的反射波。
当变换器输出端口的负载发生变化时，反射波就会出现。
反射波的幅值和相位与负载的特性有关。
在理想情况下，反射波的幅值和相位应与输入波形相同，但实际上由于线路的阻抗不匹配等因素，会导致反射波的幅值和相位发生变化。
反射电压的存在对变换器的性能和稳定性有着重要影响。
首先，反射电压会导致输出电压的纹波增大。
由于反射电压的存在，输出电压波形会出现尖峰和谷底，使得输出电压的纹波增大。
这会影响到变换器的稳定性和输出电压的质量。
因此，在设计反激变换器时，需要考虑如何减小反射电压，以提高输出电压的稳定性。
反射电压还会对开关管的工作产生不利影响。
在反激变换器中，开关管是用来控制能量的开关元件。
当开关管关闭时，由于反射电压的存在，会产生高电压尖峰，这会对开关管产生冲击，使其工作在较高的压力下。
长时间工作在高压力下会导致开关管的寿命缩短，甚至损坏。
因此，在设计反激变换器时，需要采取措施来降低反射电压，以保护开关管的工作稳定性和寿命。
反射电压还会对变换器的效率产生影响。
反射电压会导致能量的损耗，使得效率降低。
在反激变换器中，能量的损耗主要体现在开关管的导通和关断过程中。
由于反射电压的存在，开关管的导通和关断过程会变得更加困难，从而导致能量的损耗增加。
因此，在设计反激变换器时，需要采取措施来降低反射电压，以提高变换器的效率。
为了减小反射电压，可以采取以下措施。
首先，可以通过合理选择负载，使得负载的特性与变换器的输出特性匹配。
这样可以减小反射电压的幅值和相位差。
其次，可以通过合适的电路设计和参数调整来降低反射电压。
例如，可以增加输出滤波电容和电感，以提高输出电压的质量和稳定性。
此外，还可以采用合适的控制策略和调制技术，以减小反射电压的影响。
反激变换器原理
反激变换器原理
反激变换器是一种常用的电力电子变换器，通过将输入的直流电压变换成所需的输出电压来实现能量的转换。
它由高频开关管、变压器、整流电路、滤波电路和控制电路等组成。
反激变换器的工作原理如下：
1. 开关管控制：反激变换器中的高频开关管（如MOSFET或IGBT）通过开关动作，周期性地打开和关闭。
开关管的导通
和截止决定了输入电压是否能够向变压器传递。
2. 能量储存：当开关管导通时，输入电压通过变压器的主绕组向储能元件（如电感、变压器副绕组或电容）储存能量。
由于能量储存元件的特性，电流开始增加，同时电压开始降低。
3. 能量释放：当开关管截止时，储能元件会释放储存的能量。
电感元件的电流开始减小，通过变压器的副绕组向输出端提供能量。
此时输出端的电压会升高。
4. 输出整流：变压器副绕组的电压经过整流电路（如二极管桥）后，变成直流电压，用于供应负载。
5. 控制电路：反激变换器需要一个控制电路来监测输出电压，并根据需要调整开关管的导通和截止时机，以使输出电压保持稳定。
控制电路通常使用反馈回路和比较器来实现。
根据所需的输出电压和负载性质，反激变换器可以选择多种拓
扑结构，如单端反激、双端反激等。
同时，反激变换器还可以通过合理的设计，在开关管截止时将储能元件的能量转移到输入电压源中，实现能量的回馈，提高整体效率。
设计反激变换器相关参数
设计反激变换器相关参数1.引言1.1 概述在撰写本文中，我将探讨设计反激变换器相关参数的重要性及其相关原理。
设计反激变换器参数是实现高效能和可靠性的关键因素之一。
反激变换器是一种常见的电源电路，用于将直流电压转换为交流电压或调节电压。
它由一个输入电源、一个变压器、一个开关器件（如功率MOSFET），以及一个输出滤波电路组成。
通过控制开关器件的开关状态和占空比，反激变换器能够实现输入电压到输出电压的转换。
在设计反激变换器时，需要考虑多个参数，包括输入电压范围、输出电压、输出电流、开关频率、变压器参数等。
这些参数的选择和设置将直接影响到反激变换器的性能和效率。
首先，输入电压范围是指反激变换器能够正常工作的电压范围。
在设计过程中，需要确保输入电压在此范围内，以保证反激变换器能够正常工作并提供稳定的输出电压。
其次，输出电压是反激变换器设计中的一个重要参数。
根据应用的需求，需要选择合适的输出电压数值。
此外，需要考虑输出电压的稳定性和精度，以及在负载变化时的响应能力。
输出电流是指反激变换器能够提供的最大负载电流。
在设计过程中，需要根据应用的需求和负载的特性来选择合适的输出电流数值，以保证反激变换器的正常工作。
开关频率是指反激变换器中开关器件的开关频率。
开关频率的选择需要综合考虑多个因素，包括开关器件的特性、电磁干扰的问题以及效率的要求。
最后，变压器是反激变换器中的一个关键部件。
在设计过程中，需要选择合适的变压器参数，包括变比和电感值，以满足输出电压和电流的要求。
总之，设计反激变换器相关参数是确保反激变换器正常运行和提供稳定输出的关键步骤。
通过合理选择和设置这些参数，可以实现高效能和可靠性的反激变换器设计。
在接下来的章节中，我们将更详细地讨论这些参数及其重要性。
1.2 文章结构文章结构：本文主要分为引言、正文和结论三个部分。
引言部分包括概述、文章结构和目的三个小节。
在概述部分，将简要介绍反激变换器的概念和应用背景，以引起读者的兴趣。
反激式变换器(Flyback Converter)的工作原理
反激式变换器(Flyback Converter)的工作原理反激式变换器以其电路结构简单,成本低廉而深受广大开发工程师的喜爱,它特别适合小功率电源以及各种电源适配器.但是反激式变换器的设计难点是变压器的设计,因为输入电压范围宽,特别是在低输入电压,满负载条件下变压器会工作在连续电流模式(CCM),而在高输入电压,轻负载条件下变压器又会工作在不连续电流模式(DCM);另外关于CCM模式反激变压器设计的论述文章极少,在大多数开关电源技术书籍的论述中, 反激变压器的设计均按完全能量传递方式(DCM模式)或临界模式来计算,但这样的设计并未真实反映反激变压器的实际工作情况,变压器的工作状态可能不是最佳.因此结合本人的实际调试经验和心得,讲述一下不完全能量传递方式(CCM) 反激变压器的设计.二.反激式变换器(Flyback Converter)的工作原理1).反激式变换器的电路结构如图一.2).当开关管Q1导通时,其等效电路如图二(a)及在导通时初级电流连续时的波形,磁化曲线如图二(b).当Q1导通,T1之初级线圈渐渐地会有初级电流流过,能量就会储存在其中.由于变压器初级与次级侧之线圈极性是相反的,因此二极管D1不会导通,输出功率则由Co来提供.此时变压器相当于一个串联电感Lp,初级线圈电流Ip可以表示为:Vdc=Lp*dip/dt此时变压器磁芯之磁通密度会从剩磁Br增加到工作峰值Bw.3.当Q1截止时, 其等效电路如图三(a)及在截止时次级电流波形,磁化曲线如图三(b).当Q1截止时,变压器之安匝数(Ampere-Turns NI)不会改变,因为∆B并没有相对的改变.当∆B向负的方向改变时(即从Bw降低到Br),在变压器所有线圈之电压极性将会反转,并使D1导通,也就是说储存在变压器中的能量会经D1,传递到Co和负载上.此时次级线圈两端电压为:Vs(t)=Vo+Vf (Vf为二极管D1的压降).次级线圈电流:Lp=(Np/Ns)2*Ls (Ls为次级线圈电感量)由于变压器能量没有完全转移,在下一次导通时,还有能量储存在变压器中,次级电流并没有降低到0值,因此称为连续电流模式或不完全能量传递模式(CCM).三.CCM模式下反激变压器设计的步骤1. 确定电源规格.1. .输入电压范围Vin=85—265Vac;2. .输出电压/负载电流:Vout1=5V/10A,Vout2=12V/1A;3. .变压器的效率ŋ=0.902. 工作频率和最大占空比确定.取:工作频率fosc=100KHz, 最大占空比Dmax=0.45.T=1/fosc=10us.Ton(max)=0.45*10=4.5usToff=10-4.5=5.5us.3. 计算变压器初与次级匝数比n(Np/Ns=n).最低输入电压Vin(min)=85*√2-20=100Vdc(取低频纹波为20V).根据伏特-秒平衡,有: Vin(min)* Dmax= (Vout+Vf)*(1-Dmax)*n.n= [Vin(min)* Dmax]/ [(Vout+Vf)*(1-Dmax)]n=[100*0.45]/[(5+1.0)*0.55]=13.644. 变压器初级峰值电流的计算.设+5V输出电流的过流点为120%;+5v和+12v整流二极管的正向压降均为1.0V. +5V输出功率Pout1=(V01+V f)*I01*120%=6*10*1.2=72W+12V输出功率Pout2=(V02+V f)*I02=13*1=13W变压器次级输出总功率Pout=Pout1+Pout2=85W如图四, 设Ip2=k*Ip1, 取k=0.41/2*(Ip1+Ip2)*Vin(min)*Ton(max)/T= Pout/ŋIp1=2*Pout/[ŋ(1+k)*Vin(min)*Dmax]=2*85/[0.90*(1+0.4)*100*0.45]=3.00AIp2=0.4*Ip1=1.20A5. 变压器初级电感量的计算.由式子Vdc=Lp*dip/dt,得:Lp= Vin(min)*Ton(max)/[Ip1-Ip2]=100*4.5/[3.00-1.20]=250uH6.变压器铁芯的选择.根据式子Aw*Ae=Pt*106/[2*ko*kc*fosc*Bm*j*ŋ],其中: Pt(变压器的标称输出功率)= Pout=85WKo(窗口的铜填充系数)=0.4Kc(磁芯填充系数)=1(对于铁氧体),变压器磁通密度Bm=1500 Gsj(电流密度): j=5A/mm2;Aw*Ae=85*106/[2*0.4*1*100*103*1500Gs*5*0.90]=0.157cm4考虑到绕线空间,选择窗口面积大的磁芯,查表:EER2834S铁氧体磁芯的有效截面积Ae=0.854cm2它的窗口面积Aw=148mm2=1.48cm2EER2834S的功率容量乘积为Ap =Ae*Aw=1.48*0.854=1.264cm4 >0.157cm4故选择EER2834S铁氧体磁芯.7.变压器初级匝数及气隙长度的计算.1).由Np=Lp*(Ip1-Ip2)/[Ae*Bm],得:Np=250*(3.00-1.20)/[85.4*0.15] =35.12 取Np=36由Lp=uo*ur*Np2*Ae/lg,得:气隙长度lg=uo*ur*Ae*Np2/Lp=4*3.14*10-7*1*85.4mm2*362/(250.0*10-3mH)=0.556mm 取lg=0.6mm2). 当+5V限流输出,Ip为最大时(Ip=Ip1=3.00A),检查Bmax.Bmax=Lp*Ip/[Ae*Np]=250*10-6*3.00/[85.4 mm2*36]=0.2440T=2440Gs <3000Gs因此变压器磁芯选择通过.8. 变压器次级匝数的计算.Ns1(5v)=Np/n=36/13.64=2.64 取Ns1=3Ns2(12v)=(12+1)* Ns1/(5+1)=6.50 取Ns2=7故初次级实际匝比:n=36/3=129.重新核算占空比Dmax和Dmin.1).当输入电压为最低时: Vin(min)=100Vdc.由Vin(min)* Dmax= (Vout+Vf)*(1-Dmax)*n,得:Dmax=(Vout+Vf)*n/[(Vout+Vf)*n+ Vin(min)]=6*12/[6*12+100]=0.4182).当输入电压为最高时: Vin(max)=265*1.414=374.7Vdc.Dmin=(Vout+Vf)*n/[(Vout+Vf)*n+ Vin(max)]=6*12.00/[6*12.00+374.7]=0.1610. 重新核算变压器初级电流的峰值Ip和有效值Ip(rms).1).在输入电压为最低Vin(min)和占空比为Dmax条件下,计算Ip值和K值.(如图五)设Ip2=k*Ip1.实际输出功率Pout'=6*10+13*1=73W1/2*(Ip1+Ip2)*Vin(min)*Ton(max)/T= Pout'/ŋ(1)K=1-[Vin(min)* Ton(max)]/(Ip1*Lp) (2)由(1)(2)得:Ip1=1/2*{2*Pout'*T/[ŋ* Vin(min)*Ton(max)]+Vin(min)* Ton(max)/Lp}=0.5*{2*73*10/[0.90*100*4.18]+100*4.18/250.0}=2.78AK=1-100*4.18/[2.78*250]=0.40Ip2=k*Ip1=2.78*0.40=1.11A2).初级电流有效值Ip(rms)=[Ton/(3T)*(Ip12+Ip22+Ip1*Ip2)]1/2=[0.418/3*(2.782+1.112+2.78*1.11)] 1/2=1.30A11. 次级线圈的峰值电流和有效值电流计算:当开关管截止时, 变压器之安匝数(Ampere-Turns NI)不会改变,因为∆B并没有相对的改变.因此开关管截止时,初级峰值电流与匝数的乘积等于次级各绕组匝数与峰值电流乘积之和(Np*Ip=Ns1*Is1p+Ns2*Is2p).由于多路输出的次级电流波形是随各组负载电流的不同而不同, 因而次级电流的有效值也不同.然而次级负载电流小的回路电流波形,在连续时接近梯形波,在不连续时接近三角波,因此为了计算方便,可以先计算负载电流小的回路电流有效值.1).首先假设+12V输出回路次级线圈的电流波形为连续,电流波形如下(图一):1/2*[Is2p +Is2b]*toff/T=I02(3)Ls1*[Is2p–Is2b]/toff=V02+Vf (4)Ls2/Lp=(Ns2/Np)2(5)由(3)(4)(5)式得:Is2p=1/2*{2*I02/[1-D]+[V02+Vf]*[1-D]*T*Np2/[Ns22*Lp]}=0.5*{2*1/[1-0.418]+[12+1]*[1-0.418]*10*362/[72*250]}=5.72AIs2b =I01/[1-D]-1/2*[V01+Vf]*[1-D]*Np2/[Ns22*Lp]=1/0.582-0.5*13*0.582*10*362/[72*250]=-2.28A <0因此假设不成立.则+12V输出回路次级线圈的电流波形为不连续, 电流波形如上(图七). 令+12V整流管导通时间为t’.将Is2b=0代入(3)(4)(5)式得:1/2*Is2p*t’/T=I02(6)Ls1*Is2p/t’=V02+Vf (7)Ls2/Lp=(Ns2/Np)2(8)由(6)(7)(8)式得:Is2p={(V02+Vf)*2*I02*T*Np2/[Lp*Ns22]}1/2={2*1*[12+1]*10*362/[72*250]} 1/2=5.24At’=2*I02*T/ Is2p=2*1*10/5.24=3.817us2).+12V输出回路次级线圈的有效值电流:Is2(rms)= [t’/(3T)]1/2*Is2p=[3.817/3*10] 1/2*5.24=1.87A3).+5v输出回路次级线圈的有效值电流计算:Is1rms= Is2(rms)*I01/I02=1.87*10/1=18.7A12.变压器初级线圈和次级线圈的线径计算.1).导线横截面积:前面已提到,取电流密度j=5A/mm2变压器初级线圈:导线截面积= Ip(rms)/j=1.3A/5A/mm2=0.26mm2变压器次级线圈:(+5V)导线截面积= Is1(rms)/j=18.7A/5A/mm2=3.74 mm2(+12V)导线截面积= Is2(rms)/j=1.87A/5A/mm2=0.374mm22).线径及根数的选取.考虑导线的趋肤效应,因此导线的线径建议不超过穿透厚度的2倍.穿透厚度=66.1*k/(f)1/2k为材质常数,Cu在20℃时k=1.=66.1/(100*103)1/2=0.20因此导线的线径不要超过0.40mm.由于EER2834S骨架宽度为22mm,除去6.0mm的挡墙宽度,仅剩下16.0mm的线包宽度.因此所选线径必须满足每层线圈刚好绕满.3).变压器初级线圈线径:线圈根数=0.26*4/[0.4*0.4*3.14]=0.26/0.1256=2取Φ0.40*2根并绕18圈,分两层串联绕线.4).变压器次级线圈线径:+5V: 线圈根数=3.74/0.1256=30取Φ0.40*10根并绕3圈, 分三层并联绕线.+12V: 线圈根数=0.374/0.1256=3取Φ0.40*1根并绕7圈, 分三层并联绕线.5).变压器绕线结构及工艺.为了减小变压器的漏感,建议采取三文治绕法,而且采取该绕法的电源EMI性能比较好.四.结论.由于连续模式下电流峰值比不连续模式下小,开关管的开关损耗较小,因此在功率稍大的反激变换器中均采用连续模式,且电源的效率比较高.由于反激式变压器的设计是反激变换器的设计重点,也是设计难点,如果参数不合理,则会直接影响到整个变换器的性能,严重者会造成磁芯饱和而损害开关管,因此在设计反激变压器时应小心谨慎,而且变压器的参数需要经过反复试验才能达到最佳.。
反激变换器的原理与设计
反激变换器的原理与设计反激变换器（flyback converter）是一种常用的直流电源变换器，能够将输入电压转换为所需的输出电压。
它主要由能量存储元件（电感器）、开关管（MOSFET）以及输出电压反馈回路等组成。
下面将详细介绍反激变换器的工作原理和设计要点。
1.原理：在能量存储阶段，切换管导通，输入电压通过电感器（主电感L）充电，电能被存储在电感器和漏感（副电感Lm）中。
此时二极管（D）关断。
在能量释放阶段，切换管关断，电感器中储存的能量开始传输。
电感器的电压将上升到储能电容器（C）和负载上，形成输出电压。
漏感中储存的能量也开始传输。
此时，二极管导通，漏感中的能量传递给负载和储能电容器。
2.设计要点：（1）选择合适的开关元件：切换管应选择能承受输入电压和输出功率的MOSFET管。
无源减压型和有源减压型的选型要求不一样，要根据具体需求进行选择。
（2）合理设计变压器：变压器设计是反激变换器设计的关键，主要包括匝数计算、电感值确定、磁芯选型等。
合理设计变压器能提高效率，减小开关压降。
（3）选取合适的反馈控制方式：常用的控制方式有电流模式控制和电压模式控制。
电流模式控制适用于负载变化较大的场景，能够保持输出电流的稳定性；电压模式控制适用于负载变化较小的场景，能够保持输出电压的稳定性。
（4）合理选择电容器和滤波电路：电容器的选择应根据输出电流和负载的特点来确定合适的容值。
滤波电路的设计可以减小电磁干扰和输出纹波。
（5）考虑过渡过程和保护措施：在设计过程中还要考虑到启动过程的稳定性、变压器的漏电感对输出电压的影响、过电流保护、过压保护等方面的问题，以确保变换器的可靠性和安全性。
总结：反激变换器作为直流电源转换器的重要一环，其设计和应用十分广泛。
设计反激变换器时，需要根据具体的输入输出电压和负载要求，选择适当的元件和控制策略，合理设计变压器和电路，以及充分考虑保护和稳定性问题。
这样可以提高反激变换器的性能，实现高效稳定的电源转换。
反激式和正激式变换器的工作原理
反激式和正激式变换器的工作原理反激式变换器和正激式变换器是电力电子领域中常见的两种变换器结构，它们在不同的应用场景下具有不同的工作原理。
一、反激式变换器的工作原理反激式变换器是一种常用的开关电源变换器，它通过开关管的开关动作来实现输入电压的变换。
反激式变换器一般由一个开关管、一个变压器、一个滤波电容和一个负载组成。
1. 工作原理反激式变换器的工作原理主要分为两个阶段：导通阶段和关断阶段。
导通阶段：当开关管导通时，变压器的一侧与输入电源相连，另一侧与负载相连。
此时，输入电流通过变压器的一侧流入，变压器的另一侧产生电磁感应，使得负载得到相应的电压。
关断阶段：当开关管关断时，变压器的一侧与负载相连，另一侧与滤波电容相连。
此时，由于变压器一侧的电流无法立即变为零，电流会通过滤波电容继续流向负载，从而使得负载得到稳定的电压。
2. 特点与应用反激式变换器具有体积小、成本低、效率高等优点，广泛应用于电力电子产品中。
例如，电视机、计算机、手机充电器等都采用了反激式变换器作为其电源模块，提供稳定的直流电压。
二、正激式变换器的工作原理正激式变换器是一种将输入电压转换为输出电压的变换器，它通过不断开关的方式来实现电压的变换。
正激式变换器一般由一个开关管、一个变压器、一个整流电路和一个滤波电容组成。
1. 工作原理正激式变换器的工作原理主要分为两个阶段：导通阶段和关断阶段。
导通阶段：当开关管导通时，输入电流通过变压器的一侧流入，变压器的另一侧产生电磁感应，使得负载得到相应的电压。
关断阶段：当开关管关断时，变压器的一侧与整流电路相连，另一侧与滤波电容相连。
此时，由于变压器一侧的电流无法立即变为零，电流会通过整流电路继续流向负载，从而使得负载得到稳定的电压。
2. 特点与应用正激式变换器具有输出电压稳定、抗干扰能力强等优点，广泛应用于电力电子领域中。
例如，直流电源、变频器等都采用了正激式变换器作为其电源模块，提供稳定的输出电压。
反激变换器的原理与设计
反激变换器
16
反激变换器 • 电路拓扑更为简洁，易于控制 • 在中小功率变换场合（200W以下）应用 广泛 • 适合多路输出场合
17
2.2 反激变换器的原理与设计
图2-1 反激变换器电路
18
2.2.1 原理分析
i1
0
t
i2
0 DTs Ts (1+D)Ts t
( a ) CCM模 式
i1
7
双管正激式
8
双管正激式 • 电路结构简单，适用于中小功率场合 • 不需采取附加复位电路来实现变压器 磁芯磁复位 • 功率管的占空比要小于0.5
9
推挽变换器
10
推挽变换器 • 电路结构简单 • 变压器磁芯双向磁化 • 电路必须有良好的对称性，否则容易引起
直流偏磁导致磁芯饱和 • 变压器绕组必须紧密耦合，以减小漏感
U
2 i min
TO2N
max
POmax 2TS
0 N12SC 108
(2-19)
B
U i TON N1SC 108
(2-20)
根据(2-19)、(2-20)式，可得磁芯上所开气隙长度 为
2Po max TS0 B2SC 108
2 20 3.33106 0.4 17002 0.4118 0.75108
31
④ DCM模式时，变压器副边整流二极管在原边 功率管再次开通前电流已下降到零，没有二 极管反向恢复问题； CCM模式时，则存在副边整流二极管的反向 恢复问题。
32
2.2.2 20W 27VDC/+15V(1.0A)、-5V(0.2A)、 +5V(0.4A)机内稳压电源设计与试验
* 设计为DCM模式； * 采用电流型控制方式； * 功率电路采用RCD箝位反激变换器
反激变换器工作原理
反激变换器工作原理反激变换器是一种常用的电力转换器，它通过周期性地打开和关闭开关管来实现输入电压的转换。
它主要由开关管、变压器、电感器、电容器和负载组成。
反激变换器的工作原理如下：1. 开关管：反激变换器通常采用MOSFET或IGBT作为开关管。
开关管在工作周期内周期性地打开和关闭，通过控制开关管的导通和截止状态来调节输出电压。
2. 变压器：变压器是反激变换器的核心部件之一，它由一个或多个绕组组成，将输入电压转换为所需的输出电压。
开关管的开关状态改变会导致变压器中的磁场变化，从而产生电压变化。
3. 电感器和电容器：电感器和电容器通常用来滤除变压器输出的脉动，以平稳输出电压。
电感器能够储存电能并提供稳定的电流，而电容器则能存储电能并提供平稳的电压。
4. 负载：负载是反激变换器的输出部分，它可以是各种各样的电子设备，如电脑、手机等。
负载对于电压的要求不同，因此反激变换器需要根据负载的需求来调节输出电压。
反激变换器的工作过程如下：1. 当开关管导通时，输入电流通过开关管、变压器和电容器，形成一个闭合回路。
同时，变压器的绕组储存能量，电容器储存电荷。
2. 当开关管截止时，闭合回路断开，变压器绕组中的磁场塌陷，产生一个反向的电压。
该电压在电感器和电容器的作用下，使得输出电压大于输入电压，并提供给负载。
3. 根据负载的需求，反激变换器会周期性地控制开关管的开关状态，以使输出电压保持稳定。
当开关管重新导通时，循环重新开始。
反激变换器通过打开和关闭开关管，利用变压器、电感器和电容器的储能和释能特性，将输入电压转换为所需的输出电压，以满足负载的工作要求。
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6.2 不连续模式下反激变换器的基本工作原理
Ip=(Vdc-1)Ton/Lp,则有
由上式可见，只要反馈保持VdcTon恒定，即可保持输出恒定。
6.2.1 输入电压、输出电压及导通时间与输出负载的关系
设变换器效率为80％ 从式（4.2b）可见最大导通时间Ton出现在输入电压最低的时候，即 Ip=VdcTon/Lp
第六章 反激变换器
6.1 概述（Introduction） 6.2 不连续模式下反激变换器的基本工作原理
(Discontinuous-Mode Flybacks ——Basic Operation)
6.3 连续模式下反激变换器的基本工作原理
(continuous-Mode Flybacks ——Basic Operation)
当电压下基本工作原理
6、次级电流有效值和导线尺寸
次级电流为三角波，峰值为Is=Ip(Np/Ns)，持续时间为Ts。初次级匝 比Np/Ns由式(4.4)给出，Tr=0.8T-Ton，因此次级电流有效值为
6.2 不连续模式下反激变换器的基本工作原理
7、不连续模式下的反激变换器设计实例
根据式(4.7确定最大导通时间)
由式(4.8)有
6.2 不连续模式下反激变换器的基本工作原理
由式(4.9)有
由式(4.10)有
6.2 不连续模式下反激变换器的基本工作原理
根据式(4.11)，初级所需的总园密耳数为
选用19号线，其园密耳数为1290 根据式(4.12)，可得次级电流为
复位时间Tr满足（0.8T-Ton）=16-9.9=6.1μs
设计参数
首先选择开关管的额定电压。因为额定电压是决定变压器匝比的主要因素。选 择额定电压为200V的开关管。在式(4.4)中，开关管关断时承受的最大电压应力 Vms为120V,因此即使关断瞬间的漏感尖峰为Vms的25％（或30V），仍有50V 的电压裕度。由式(4.4)可得
6.2 不连续模式下反激变换器的基本工作原理
6.2 不连续模式下反激变换器的基本工作原理
为保证电路不工作于不连续模式，必须设定死区时间，即图中的Tdt。
Vdc和Vms确定后，Np/Nsm可由式(4.4)求得，联立式(4.5)和式(4.6)可得
3、初级电感与最小输出电阻及直流输入电压的关系
由式（4.3）可得初级电感计算公式
6.2 不连续模式下反激变换器的基本工作原理
6.2 不连续模式下反激变换器的基本工作原理
由式(4.12)可知，次级所需的总园密耳数为500×21＝10500。 因此选用10号线，但10号线直径太大，选用等园密耳的铜箔绕组或者 并绕细线代替。 输出电容根据输出纹波选择。输出电流最大时，开关管的导通时间为9.9μs， 则滤波电容Co在13.9μs(包括导通时间和死区时间，此时的输出电流完全由 电容提供)里承受10A的电流，其电压坡度为
反馈环路在Vdc或Ro上升时减小Ton ，在Vdc或Ro下降时增大Ton，从而自动调整输出。
6.2 不连续模式下反激变换器的基本工作原理
6.2.2 设计原则和设计步骤
1、确定初/次级匝数比（匝比决定了不考虑漏感尖峰时开关管可承受的最大 关断电压应力Vms） 忽略漏感尖峰并设整流管压降为1V，则直流输入电压最大时开关管的最大电 压应力为
6.4 交错反激变换器 本章小结
6.1 概述
反激变换器的工作原理：
开关管导通时，变压器储存能量，负载电流由输出滤波电 容提供；开关管关断时，变压器将储存的能量传送到负载和输 出滤波电容，以补偿电容单独提供负载电流时消耗的能量。
优点：
不需要输出滤波电感（滤波电感在所有正激拓扑中是必 需的），减小体积，降低成本。
Q1关断时，励磁电感的电流使各绕组反向，设此时次级只有一个主次级绕 组Nm，无其他辅助绕组。则由于电感电流不能突变，在Q1关断瞬间，变压 器次级电流幅值为
几个开关周期之后，次级直流电压上升到Vom。Q1关断时，Nm同名端电压 为正，电流从该端输出并线性下降，斜率为dIs/dt=Vom/Ls。其中Ls为次级 电感。若次级电流Is再次导通之前降到零，则变压器存储的能量在Q1再次导 通之前已经传送到负载端，变压器工作在不连续模式。一个周期T内直流母线 电压提供的功率为
4、开关管的最大电压应力和峰值电流
若开关管为双极晶体管，则其峰值电流Ip为
其中Vdc已给定，Ton可由式（4.7）计算，Lp可由（4.8）求出。若开关 管为MOSFET，则其最大额定电流为式(4.9)计算值的5～10倍，以使其导 通电阻足够小，导通压降足够大。
5、初级电流有效值和导线尺寸
初级电流为三角波，峰值为Ip，有效值为
6.2 不连续模式下反激变换器的基本工作原理
Q1导通时，所有绕组同名端的电压相对于异名端为负；输出整流管D1、 D2反偏，C1、C0单独向负载供电。C1、C0容量的选择应保证提供负载电 流的同时能满足输出电压纹波和压降的要求。Q1导通期间，Np的电压恒定， 其电流线性上升，斜率为di/dt=(Vdc-1)/Lp，其中，Lp是初级励磁电感。 在导通结束之前，初级电流上升达到Ip=(Vdc-1)Ton/Lp。变压器储能为
参数的选择应使Vms尽量小，以保证即使有0.3Vdc的漏感尖峰叠加于Vms， 对开关管的极限值（Vceo、Vcer或Vcev）仍有30％的裕度。 2、保证磁心不饱和且电路始终工作于DCM模式
即保证变压器正负伏秒数相等。 假设Q1和D1的正向导通压降均为1V，则有
式中，Tr是图中变压器的复位时间，也是次级电流降为零的时间。
应用范围：
5～150W电源中应用广泛 高电压、小功率场合（电压不大于5000V，功率小于15W） 50W~150W且有多组输出的变换器 选择合适的匝比，可用于直流输入低至5V的场合
6.2 不连续模式下反激变换器的基本工作原理
工作原理
电路有一主一辅两个输出，主输 出Vom接负反馈闭环。Vom的 采样电压与参考电压相比较，产 生的误差信号控制Q1的导通时 间，使输出采样电压在输入电压 和负载变化时跟随参考电压变化。 辅输出对输入电压的变化调整很 好，但对负载变化调整稍差。