离线式反激变换器的反馈设计
反激式变换器的设计南航硕士论文 A
I g = Io =
U inTS N1 U 2T 2 F D(1 − D) = in ON S 2 L1 N 2 2 LU 1 o
(2-15)
其中 I g 为临界连续电感电流。 对(2-15)求极值，可得当占空比 D＝0.5 时，临界连续负载电流达到最大值 I g max :
I g max =
1.1 反激变换器的发展与现状
反激变换器中隔离变压器起着电感和变压器的双重作用，变压器磁芯处于直流偏 磁状态，为防止磁芯饱和，需要较大气隙，因此漏感较大，电感值相对较低。当功率 开关关断时，由漏感储能引起的电流突变引起很高的关断电压尖峰，功率管导通时， 电感电流变化率大，电流峰值大，CCM 模式整流二极管反向恢复引起功率开关管开 通时高的电流尖峰。因此，必须用箝位电路来限制反激变换器功率开关电压、电流应 力。电力电子技术研究人员对此进行了大量的研究。 目前反激变换器的箝位电路主要有：有损 RCD 箝位电路，双晶体管、双二极管 箝位电路，LCD 箝位电路和有源箝位电路。
− C1
Cc
Sc
S
图1-5 有源箝位电路
时又为主功率开关管和有源箝位开关管提供了零电压开通环境； 在一定程度上降低了
2
南京航空航天大学硕士学位论文
副边整流二极管关断时的 di/dt。 该电路的缺点是：电路较复杂；零电压开关条件与电路参数、输入输出条件等太 多的条件有关，实现有一定的困难。 根据课题任务需要，本文主要研究小功率（15W）低压输入（27VDC）机内稳压 电源和中等功率（1080W）高压输入（270VDC）开关电源。综合比较上述各种反激 变换器箝位电路，本文选定 RCD 箝位反激变换器作为小功率机内稳压电源，双管反 激变换器作为中等功率开关电源的电路方案。
基于 UC3844的反激稳压电源的设计及分析毕业设计(论文)
引言随着现代科技的飞速发展，功率器件也不断更新，PWM技术的发展也日趋完善，开关电源正朝着小、轻、薄的方向发展。
由于反激变换器具有电路拓扑简单、输入电压范围宽、输入输出电气隔离、体积重量小、成本低、性能良好、工作稳定可靠等优点，被广泛应用于实际变换器设计中。
以前大多数开关电源采用离线式结构，一般从辅助供电绕组回路中通过电阻分压取样，该反馈方式电路简单，但由于反馈不是直接从输出电压取样，没有与输入隔离，抗干扰能力也差，所以输出电压中仍有2％的纹波，对于负载变化大和输出电压变化大的情况下响应慢，不适合精度较高或负载变化范围较宽的场合。
下面的设计采用可调式精密并联稳压器TL431配合光耦构成反馈回路，达到了更好的稳压效果。
1 UC3844芯片的介绍UC3844是美国Unitrode公司生产的一种高性能单端输出式电流控制型脉宽调制器芯片，由该集成电路构成的开关稳压电源与一般的电压控制型脉宽调制开关稳压电源相比具有外围电路简单、电压调整率好、频响特性好、稳定幅度大、具有过流限制、过压保护和欠压锁定等优点。
其内部电路结构如图1所示。
该芯片的主要功能有：内部采用精度为±2．0％的基准电压为5．00V，具有很高的温度稳定性和较低的噪声等级；振荡器的最高振荡频率可达500kHz。
内部振荡器的频率同脚8与脚4间电阻Rt、脚4的接地电容Ct的关系如式(1)所列，即其内部带锁定的PWM(Pulse Width Modulation)，可以实现逐个脉冲的电流限制；具有图腾柱输出，能提供达1A的电流直接驱动MOSFET功率管。
2 电源的设计及稳压工作原理单端反激变换器，所谓单端，指高频变压器的磁芯仅工作在磁滞回线的一侧，并且只有一个输出端；反激式变换器工作原理，当加到原边主功率开关管的激励脉冲为高电平使MOSFET、开关管导通时，整流后的直流电压加在原边绕组两端，此时因副边绕组相位是上负下正，使整流二极管反向偏置而截止，磁能就储存在高频变压器的原边电感线圈中；当驱动脉冲为低电平使MOSFET开关管截止时，原边绕组两端电压极性反向，使副边绕组相位变为上正下负，则整流二极管正向偏置而导通，此后储存在变压器中的磁能向负载传递释放。
使用飞兆功率开关(FPS)的离线反激式转换器变压器设计要素
AN4140 应用指南使用飞兆功率开关 (FPS ™)的离线反激式转换器变压器设计要素版本. 1.0.01. 引言对于反激式转换器，变压器是最重要的因素，它决定了效率、输出调整率和电磁干扰等性能。
相比普通变压 器，反激式变压器本质上是一个电感，为反激式转换器提供能量储存、耦合和隔离。
在普通变压器中，电流同 时通过初级线圈和次级线圈。
然而在反激式变压器中， 磁芯储能时，电流只会通过初级线圈，磁芯释放能量时，电流只会通过次级线圈。
通常在磁芯间引入气隙，以增 加能量储存能力。
本文提出了应用飞兆功率开关 (FPS) 的离线式反激式转 换器变压器的实用设计要素。
为了帮助读者深刻理解， 本文还提供了实际设计范例。
2. 普通变压器设计程序 (1) 选择合适的磁芯磁芯型式 : 铁氧体是商业开关式电源 (SMPS) 中最常用 的磁芯材料。
图 1 为各种铁氧体磁芯和骨架。
磁芯型式 应当依照系统需求进行选择，包括输出数量、物理高度、成本等。
表 1列明了各种磁芯的特点和典型应用。
图 1 铁氧体磁芯 (TDK)产品特性典型应用EEEI -成本低辅助电源 电池充电器EFD EPC -外型总高小LCD 监视器EER -线圈窗口面积大-各种骨架适合多路输出CRT 监视器、C-TV DVDP 、STBPQ-横截面积大-相对较贵表 1 各种磁芯的特点和典型应用磁芯尺寸 : 实际上，鉴于变量太多，初始磁芯选择一定 是粗糙的。
正确选择磁芯的一个方法是参照制造商的磁 芯选择指南。
如果没有合适的参照，可以以表 2 为出发点。
对于 67kHz 开关频率、12V 单一输出应用的通用输入范围，表 1 介绍的磁芯是非常典型的。
当输入电压范围为 195-265Vac （欧洲输入范围）或开关频率高于 67kHz 时，可以使用较小的磁芯。
对于低压和/或多路输 出的应用，通常应使用比表中所列品种更大的磁芯。
输出功率EI 磁芯EE 磁芯EPC 磁芯EER 磁芯0-10WEI12.5EI16EI19EE8EE10EE13EE16EPC10EPC13EPC1710-20W EI22EE19EPC1920-30W EI25EE22EPC25EER25.530-50W EI28EI30EE25EPC30EER2850-70W EI35EE30EER28L 70-100WEI40EE35EER35100-150W EI50EE40EER40EER42150-200W EI60EE50EE60EER49表 2 磁芯快速选择表（用于 67kHz 开关频率、12V 单一输出的通用输入范围）当确定了磁芯型式和尺寸，以下变量便可以从磁芯数据表中获得。
电流模式控制反激变换器反馈环路的设计
电流模式控制反激变换器反馈环路的设计
一、引言
电流模式控制（CMC）是一种新型的控制技术，越来越多地应用于调节系统。
它一般用于控制半导体变换器，例如反激变换器，称为电流模式控制反激变换器（CMC-M）。
CMC-M具有一定的优势，如精确控制、稳定性好、宽调节范围和低纹波等。
但是，由于反激变换器的结构，CMC-M的反馈环路设计非常重要，而且很多因素需要考虑，如反馈环路延迟、负载变化、快速反应和频率响应等。
因此，在CMC-M中，反馈环路的设计工作是重中之重。
本文旨在探讨电流模式控制反激变换器反馈环路的设计。
二、反馈环路延迟
由于CMC-M的控制结构，反馈环路延迟是一个重要问题，影响变换器的稳定性以及调节器的性能。
一般来说，存在反馈延迟会导致控制系统失去稳定。
因此，在实际的应用中，需要减小反馈延迟，以保证CMC-M系统的稳定。
反馈延迟主要取决于反馈环路器件的选择，一般来说，使用低延迟的放大器能够减小反馈延迟，从而提高系统的稳定性。
另外，还可以使用回路增益降低反馈环路延迟，确保系统的稳定性。
三、负载变化
在CMC-M系统中，负载变化也是一个重要因素，它会影响变换器的性能。
反激变换器的原理与设计
反激变换器的原理与设计反激变换器（flyback converter）是一种常用的直流电源变换器，能够将输入电压转换为所需的输出电压。
它主要由能量存储元件（电感器）、开关管（MOSFET）以及输出电压反馈回路等组成。
下面将详细介绍反激变换器的工作原理和设计要点。
1.原理：在能量存储阶段，切换管导通，输入电压通过电感器（主电感L）充电，电能被存储在电感器和漏感（副电感Lm）中。
此时二极管（D）关断。
在能量释放阶段，切换管关断，电感器中储存的能量开始传输。
电感器的电压将上升到储能电容器（C）和负载上，形成输出电压。
漏感中储存的能量也开始传输。
此时，二极管导通，漏感中的能量传递给负载和储能电容器。
2.设计要点：（1）选择合适的开关元件：切换管应选择能承受输入电压和输出功率的MOSFET管。
无源减压型和有源减压型的选型要求不一样，要根据具体需求进行选择。
（2）合理设计变压器：变压器设计是反激变换器设计的关键，主要包括匝数计算、电感值确定、磁芯选型等。
合理设计变压器能提高效率，减小开关压降。
（3）选取合适的反馈控制方式：常用的控制方式有电流模式控制和电压模式控制。
电流模式控制适用于负载变化较大的场景，能够保持输出电流的稳定性；电压模式控制适用于负载变化较小的场景，能够保持输出电压的稳定性。
（4）合理选择电容器和滤波电路：电容器的选择应根据输出电流和负载的特点来确定合适的容值。
滤波电路的设计可以减小电磁干扰和输出纹波。
（5）考虑过渡过程和保护措施：在设计过程中还要考虑到启动过程的稳定性、变压器的漏电感对输出电压的影响、过电流保护、过压保护等方面的问题，以确保变换器的可靠性和安全性。
总结：反激变换器作为直流电源转换器的重要一环，其设计和应用十分广泛。
设计反激变换器时，需要根据具体的输入输出电压和负载要求，选择适当的元件和控制策略，合理设计变压器和电路，以及充分考虑保护和稳定性问题。
这样可以提高反激变换器的性能，实现高效稳定的电源转换。
吏用TOP250YN离线式开关带单级PFC的75W反激式LED电源设计
ＴＨＤ也 难 以低 于 ３ ％（ 电流基 波为 １０ 。有 源 ０ 以 ％） ０ Ｐ （ ＦＣ 电路 通 常 需要 两 级ＤＣ ＤＣ 扑和 两 ＦＣ ＡＰ ） ／ 拓 个 功率 开 关 ， 电路变 得 复 杂 化 ，不 利 于 降 低成 本 和提 高 系 统 效率 。本 文介 绍 一种 基 于ＴＯＰ ５ ＹＮ ２０
＞８％，功率 因数 ＞０ ９ ，符合 Ｉ ６ ０ ０ ３ ２ ５ ．７ Ｅ １０ － － 中对Ｃ Ｃ 类设备 规 定的谐波 电流 限制和Ｅ ５ ０ 传导Ｅ Ｉ ￥ 。 Ｎ ５ １Ｂ ５ ＭＩ １ ｔ ￣
关键 词 ：Ｅ 驱动 器 ；Ｔ Ｐ ５ Ｙ ；２ ８ ７ Ｖ Ｃ 入 ；７ Ｗ 出 ；反 激 式；单级Ｐ Ｃ ＬＤ Ｏ ２ ０Ｎ ０ ～２ ７ Ａ 输 ５输 Ｆ Ｄｅ ｉ ｎ ｏ Ａ ５ ｙ ａ ｋ ＬＥＤ ｗｅ ｐ ｙ Ｕｓｎ ｓｇ ｆ ７ Ｗ Ｆｌ ｂ ｃ Ｐｏ ｒＳｕ ｐｌ ｉ ｇ ＴＯＰ２ ０ ５ ＹＮ Ｏ ｆ－ ｎｅＳ ｔ ｈ ａ ｉｈ Ｓｉ ｌ ｔ ｇ ｉ ｆ ｗｉｃ ｎｄ Ｗ ｔ ｎｇ ｅＳ ａ ｅＰＦＣ
（ 照 明 ） 备 的 限 制 规 定 ，线 路 功 率 因数 应 当 符 即 设
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离线式开关带单级Ｐ Ｃ ５ Ｆ 的７ ｗ隔离型反激式Ｌ Ｄ Ｅ
驱 动 电源 ，能 提 供 恒 压 ／ 流 输 出 ，可 用 来 驱 动 恒 ＬＥ Ｄ阵列 。在 ２ ８ ７ ＶＡＣ的 线 路 输 入 和 满 载 ０ ～２ ７
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反激变换器不连续模式 较高的导通损耗
反激变换器是一种常见的电源转换器拓扑结构，它可以将直流电压转换为所需要的电压输出。
然而，在实际应用中，我们常常会面对一些问题，其中之一就是反激变换器的不连续模式引起的较高导通损耗。
本文将从以下几个方面对反激变换器的不连续模式和导通损耗进行详细分析和讨论。
一、反激变换器的工作原理我们来简要介绍一下反激变换器的工作原理。
反激变换器是一种将输入直流电压转换为输出交流电压的开关电源转换器。
其基本拓扑结构包括主电感Lr、副电感Lm、变压器T1、二极管D和开关管Q。
当开关管Q导通时，主电感Lr储存能量；当开关管Q关断时，通过副电感Lm和二极管D实现输出电压的转换。
反激变换器具有简单、成本低、效率高等优点，因此在许多电源系统中得到广泛应用。
二、反激变换器的不连续模式在反激变换器的工作过程中，当输入电压、负载变动或开关管Q的工作频率改变时，容易出现反激变换器的不连续模式。
不连续模式指的是主电感Lr的电流在每个工作周期内都会降为零。
当主电感电流降为零时，开关管Q需要重新开启，导致能量的损失以及开关管Q的开启引发电压的突变，从而产生较高的导通损耗。
三、较高的导通损耗不连续模式下，反激变换器的导通损耗较高主要是由以下因素造成的：1. 开关管Q的开启损耗。
当主电感电流降为零时，开关管Q需要重新开启，其开启损耗较大，导致能量的损失。
2. 电压突变引起的损耗。
主电感电流降为零时，变压器T1端子的电压会突变，导致能量的损失。
3. 主电感电流降为零时产生的电磁干扰。
主电感电流突然降为零会引起电磁干扰，从而影响系统的稳定性和性能。
四、降低反激变换器的导通损耗的方法为了降低反激变换器在不连续模式下的导通损耗，我们可以采取一些技术手段：1. 优化控制策略。
采用合理的控制策略可以减小不连续模式的出现频率，从而减少导通损耗。
2. 优化拓扑结构。
改进反激变换器的拓扑结构，如采用零电流开关等技术可以降低导通损耗。
3. 优化元器件选择。
选择性能更好的开关管、磁性元件等，可以提高反激变换器的工作效率，降低导通损耗。
(整理)反激式开关电源变压器设计原理.
反激式开关电源变压器设计原理(Flyback Transformer Design Theory)第一节. 概述.反激式(Flyback)转换器又称单端反激式或"Buck-Boost"转换器.因其输出端在原边绕组断开电源时获得能量故而得名.离线型反激式转换器原理图如图.一、反激式转换器的优点有:1. 电路简单,能高效提供多路直流输出,因此适合多组输出要求.2. 转换效率高,损失小.3. 变压器匝数比值较小.4. 输入电压在很大的范围内波动时,仍可有较稳定的输出,目前已可实现交流输入在 85~265V间.无需切换而达到稳定输出的要求.二、反激式转换器的缺点有:1. 输出电压中存在较大的纹波,负载调整精度不高,因此输出功率受到限制,通常应用于150W以下.2. 转换变压器在电流连续(CCM)模式下工作时,有较大的直流分量,易导致磁芯饱和,所以必须在磁路中加入气隙,从而造成变压器体积变大.3. 变压器有直流电流成份,且同时会工作于CCM / DCM两种模式,故变压器在设计时较困难,反复调整次数较顺向式多,迭代过程较复杂.第二节. 工作原理在图1所示隔离反驰式转换器(The isolated flyback converter)中, 变压器" T "有隔离与扼流之双重作用.因此" T "又称为Transformer- choke.电路的工作原理如下:当开关晶体管 Tr ton时,变压器初级Np有电流 Ip,并将能量储存于其中(E = LpIp / 2).由于Np与Ns极性相反,此时二极管D反向偏压而截止,无能量传送到负载.当开关Tr off 时,由楞次定律 : (e = -N△Φ/△T)可知,变压器原边绕组将产生一反向电势,此时二极管D正向导通,负载有电流IL流通.反激式转换器之稳态波形如图2.由图可知,导通时间 ton的大小将决定Ip、Vce的幅值:Vce max = VIN / 1-DmaxVIN: 输入直流电压 ; Dmax : 最大工作周期Dmax = ton / T由此可知,想要得到低的集电极电压,必须保持低的Dmax,也就是Dmax＜0.5,在实际应用中通常取Dmax = 0.4,以限制Vcemax ≦ 2.2VIN.开关管Tr on时的集电极工作电流Ie,也就是原边峰值电流Ip 为: Ic = Ip = IL / n. 因IL = Io,故当Io一定时,匝比 n的大小即决定了Ic 的大小,上式是按功率守恒原则,原副边安匝数相等 NpIp = NsIs而导出. Ip亦可用下列方法表示:Ic = Ip = 2Po / (η*VIN*Dmax) η: 转换器的效率公式导出如下:输出功率 : Po = LIp2η / 2T输入电压 : VIN = L di / dt设di = Ip,且 1 / dt = f / Dmax,则:VIN = LIpf / Dmax 或 Lp = VIN*Dmax / Ipf则Po又可表示为 :Po = ηVINf DmaxIp2 / 2f Ip = 1/2ηVINDmaxIp∴ Ip = 2Po / ηVINDmax上列公式中 :VIN : 最小直流输入电压 (V)Dmax : 最大导通占空比Lp : 变压器初级电感 (mH)Ip : 变压器原边峰值电流 (A)f : 转换频率 (KHZ)图2 反激式转换器波形图由上述理论可知,转换器的占空比与变压器的匝数比受限于开关晶体管耐压与最大集电极电流,而此两项是导致开关晶体成本上升的关键因素,因此设计时需综合考量做取舍.反激式变换器一般工作于两种工作方式 :1. 电感电流不连续模式DCM (Discontinuous Inductor Current Mode)或称 " 完全能量转换 ": ton时储存在变压器中的所有能量在反激周期 (toff)中都转移到输出端.2. 电感电流连续模式CCM ( Continuous Inductor Current Mode) 或称 " 不完全能量转换 " : 储存在变压器中的一部分能量在toff末保留到下一个ton周期的开始.DCM和CCM在小信号传递函数方面是极不相同的,其波形如图3.实际上,当变换器输入电压VIN 在一个较大范围内发生变化,或是负载电流IL在较大范围内变化时,必然跨越着两种工作方式.因此反激式转换器要求在DCM / CCM都能稳定工作.但在设计上是比较困难的.通常我们可以以DCM / CCM 临界状态作设计基准.,并配以电流模式控制PWM.此法可有效解决DCM时之各种问题,但在 CCM时无消除电路固有的不稳定问题.可用调节控制环增益编离低频段和降低瞬态响应速度来解决CCM时因传递函数 " 右半平面零点 "引起的不稳定.DCM和CCM在小信号传递函数方面是极不相同的,其波形如图3.图3 DCM / CCM原副边电流波形图实际上,当变换器输入电压VIN在一个较大范围内发生变化,或是负载电流 IL在较大范围内变化时,必然跨越着两种工作方式.因此反激式转换器要求在DCM / CCM都能稳定工作.但在设计上是比较困难的.通常我们可以以DCM / CCM临界状态作设计基准.,并配以电流模式控制PWM.此法可有效解决DCM时之各种问题,但在CCM时无消除电路固有的不稳定问题.可用调节控制环增益编离低频段和降低瞬态响应速度来解决CCM时因传递函数 " 右半平面零点 "引起的不稳定.在稳定状态下,磁通增量ΔΦ在ton时的变化必须等于在"toff"时的变化,否则会造成磁芯饱和.因此,ΔΦ = VIN ton / Np = Vs*toff / Ns即变压器原边绕组每匝的伏特/秒值必须等于副边绕组每匝伏特/秒值.比较图3中DCM与CCM之电流波形可以知道:DCM状态下在Tr ton期间,整个能量转移波形中具有较高的原边峰值电流,这是因为初级电感值Lp相对较低之故,使Ip急剧升高所造成的负面效应是增加了绕组损耗(winding lose)和输入滤波电容器的涟波电流,从而要求开关晶体管必须具有高电流承载能力,方能安全工作.在CCM状态中,原边峰值电流较低,但开关晶体在ton状态时有较高的集电极电流值.因此导致开关晶体高功率的消耗.同时为达成CCM,就需要有较高的变压器原边电感值Lp,在变压器磁芯中所储存的残余能量则要求变压器的体积较DCM时要大,而其它系数是相等的.综上所述,DCM与CCM的变压器在设计时是基本相同的,只是在原边峰值电流的定义有些区别 ( CCM时 Ip = Imax - Imin ).第三节 FLYBACK TANSFORMER DESIGN一、FLYBACK变压器设计之考量因素:1. 储能能力.当变压器工作于CCM方式时,由于出现了直流分量,需加AIR GAP,使磁化曲线向 H 轴倾斜,从而使变压器能承受较大的电流,传递更多的能量.Ve: 磁芯和气隙的有效体积.or P = 1/2Lp (Imax2 - Imin2)式中Imax, Imin ——为导通周期末,始端相应的电流值.由于反激式变压器磁芯只工作在第一象限磁滞回线,磁芯在交、直流作用下的B.H效果与AIR GAP大小有密切关联,如图4.在交流电流下气隙对ΔBac无改变效果,但对ΔHac将大大增加,这是有利的一面,可有效地减小CORE的有效磁导率和减少原边绕组的电感.在直流电流下气隙的加入可使CORE承受更加大的直流电流去产生HDC,而BDC却维持不变,因此在大的直流偏置下可有效地防止磁芯饱和,这对能量的储存与传递都是有利的. 当反激变压器工作于CCM时,有相当大的直流成份,这时就必须有气隙.外加的伏秒值,匝数和磁芯面积决定了B轴上ΔBac值; 直流的平均电流值,匝数和磁路长度决定了H轴上HDC值的位置. ΔBac对应了ΔHac 值的范围.可以看出,气隙大ΔHac就大. 如此,就必须有足够的磁芯气隙来防止饱和状态并平稳直流成分.图 4 有无气隙时返驰变压器磁芯第一象限磁滞回路2. 传输功率 .由于CORE材料特性,变压器形状(表面积对体积的比率),表面的热幅射,允许温升,工作环境等的不特定性,设计时不可把传输功率与变压器大小简单的作联系,应视特定要求作决策.因此用面积乘积法求得之AP值通常只作一种参考. 有经验之设计者通常可结合特定要求直接确定CORE之材质,形状,规格等.3. 原,副边绕组每匝伏数应保持相同.设计时往往会遇到副边匝数需由计算所得分数匝取整,而导致副边每匝伏数低于原边每匝伏数. 如此引起副边的每匝伏秒值小于原边,为使其达到平衡就必须减小 ton时间,用较长的时间来传输电能到输出端. 即要求导通占空比D小于0.5. 使电路工作于DCM模式.但在此需注意: 若 Lp太大,电流上升斜率小,ton时间又短(＜50%),很可能在"导通"结束时,电流上升值不大,出现电路没有能力去传递所需功率的现象. 这一现象是因系统自我功率限制之故.可通过增加AIR GAP和减小电感Lp,使自我限制作用不会产生来解决此问题.4. 电感值Lp .电感Lp在变压器设计初期不作重点考量. 因为Lp只影响开关电源的工作方式. 故此一参数由电路工作方式要求作调整. Lp的最大值与变压器损耗最小值是一致的. 如果设计所得Lp大,又要求以CCM方式工作,则刚巧合适. 而若需以DCM方式工作时,则只能用增大AIR GAP,降低Lp来达到要求,这样,一切均不会使变压器偏离设计.在实际设计中通过调整气隙大小来选定能量的传递方式(DCM / CCM) . 若工作于DCM方式,传递同样的能量峰值电流是很高的. 工作中开关Tr,输出二极体D以及电容C产生最大的损耗,变压器自身产生最大的铜损(I2R). 若工作于CCM方式,电感较大时,电流上升斜率低虽然这种状况下损耗最小,但这大的磁化直流成分和高的磁滞将使大多数铁磁物质产生磁饱和. 所以设计时应使用一个折衷的方法,使峰值电流大小适中,峰值与直流有效值的比值比较适中. 只要调整一个合适的气隙,就可得到这一传递方式,实现噪音小,效率合理之佳况.5. 磁饱和瞬时效应.在瞬变负载状况下,即当输入电压为VINmax而负载电流为Iomin时,若Io突然增加,则控制电路会立即加宽脉冲以提供补充功率. 此时,会出现VINmax和Dmax并存,即使只是一个非常短的时间,变压器也会出现饱和,引起电路失控. 为克服此一瞬态不良效应,可应用下述方法:变压器按高输入电压(VINmax),宽脉冲(Dmax)进行设计. 即设定低的ΔB工作模式,高的原边绕组匝数,但此方法之缺点是使变压器的效率降低.例 : 60watts ADAPTER POWER MAIN X'FMRINPUT : 90 ~ 264 Vac 47 ~ 63 HZ ;OUTPUT : DC 19V 0 ~ 3.16A ; Vcc = 12VDC 0.1Aη≧ 0.83 ; f s =70KHZ ; Duty cylce over 50%△t ≦40o (表面) @ 60W ; X'FMR限高 21mm.CASE Surface Temperature ≦ 78℃ .Note : Constant Voltage & Current Design (CR6848,CR6850) Step1. 选择CORE材质,确定△B本例为ADAPTER DESIGN,由于该类型机散热效果差,故选择CORE 材质应考量高Bs,低损耗及高μi材质,结合成本考量,在此选用Ferrite Core, 以TDK 之 PC40 or PC44为优选, 对比TDK DATA BOOK, 可知 PC44材质单位密度相关参数如下: μi = 2400 ± 25% Pvc = 300KW /m2 @100KHZ ,100℃Bs = 390mT Br = 60mT @ 100℃Tc = 215℃为防止X'FMR出现瞬态饱和效应, 此例以低△B设计.选△B = 60%Bm, 即△B = 0.6 * (390 - 60) = 198mT ≒0.2 TStep2 确定Core Size和 Type.1> 求core AP以确定 sizeAP= AW*Ae=(Pt*104)/(2ΔB*fs*J*Ku)= [(60/0.83+60)*104]/(2*0.2*70*103*400*0.2) = 0.59cm4式中 Pt = Po /η +Po 传递功率;J : 电流密度 A / cm2 (300~500) ; Ku: 绕组系数 0.2 ~ 0.5 .2> 形状及规格确定.形状由外部尺寸,可配合BOBBIN, EMI要求等决定,规格可参考AP值及形状要求而决定, 结合上述原则, 查阅TDK之DATA BOOK,可知RM10, LP32/13, EPC30均可满足上述要求,但RM10和EPC30可用绕线容积均小于LP32/13,在此选用LP32/13 PC44,其参数如下:Ae = 70.3 mm2 Aw = 125.3mm2 AL = 2630±25% le = 64.0mm AP = 0.88 cm4 Ve = 4498mm3 Pt = 164W ( forward )Step3 估算临界电流 IOB ( DCM / CCM BOUNDARY )本例以IL达80% Iomax时为临界点设计变压器.即 : IOB = 80%*Io(max) = 0.8*3.16 = 2.528 AStep4 求匝数比 nn = [VIN(min) / (Vo + Vf)] * [Dmax / (1-Dmax)] VIN(min) = 90*√2 - 20 = 107V= [107 / (19 + 0.6)] *[0.5 / (1- 0.5)]= 5.5 ≒ 6匝比 n 可取 5 或 6,在此取 6 以降低铁损,但铜损将有所增加.CHECK Dmax:Dmax = n (Vo +Vf) / [VINmin + n (Vo + Vf)]= 6*(19 + 0.6) /[107 + 6*(19 + 0.6)] = 0.52Step5 求CCM / DCM临ΔISB = 2IOB / (1-Dmax) = 2*2.528 / (1-0.52) = 10.533Step6 计算次级电感 Ls 及原边电感 LpLs = (Vo + Vf)(1-Dmax) * Ts / ΔISB = (19+0.6) * (1-0.52) * (1/70000) / 10=12.76uHLp = n2 Ls = 62 * 12.76 = 459.4 uH ≒ 460此电感值为临界电感,若需电路工作于CCM,则可增大此值,若需工作于DCM则可适当调小此值.Step7 求CCM时副边峰值电流ΔispIo(max) = (2ΔIs + ΔISB) * (1- Dmax) / 2 ΔIs = Io(max) / (1-Dmax) - (ΔISB / 2 )ΔIsp = ΔISB +ΔIs = Io(max) / (1-Dmax) + (ΔISB/2) = 3.16 / (1-0.52) + 10.533 / 2=11.85AStep8 求CCM时原边峰值电流ΔIppΔIpp = ΔIsp / n = 11.85 / 6 = 1.975 AStep9 确定Np、Ns1> NpNp = Lp * ΔIpp / (ΔB* Ae) = 460*1.975 / (0.2*70.3) = 64.6 Ts因计算结果为分数匝,考虑兼顾原、副边绕组匝数取整,使变压器一、二次绕组有相同的安匝值,故调整 Np =60Ts OR Np = 66Ts考量在设定匝数比n时,已有铜损增加,为尽量平衡Pfe与Pcu,在此先选Np = 60 Ts.2> NsNs = Np / n = 60 / 6 = 10 Ts3> Nvcc求每匝伏特数Va Va = (Vo + Vf) / Ns = (19+0.6) / 10 = 1.96 V/Ts∴ Nvcc = (Vcc + Vf) / Va =(12+1)/1.96=6.6 Step10 计算AIR GAPlg = Np2*μo*Ae / Lp = 602*4*3.14*10-7*70.3 / 0.46 = 0.69 mmStep11 计算线径dw1> dwpAwp = Iprms / J Iprms = Po / η/ VIN(min) = 60/0.83/107 = 0.676AAwp = 0.676 / 4 J取4A / mm2 or 5A / mm2= 0.1 (取Φ0.35mm*2)2> dwsAws = Io / J = 3.16 / 4 (Φ1.0 mm)量可绕性及趋肤效应,采用多线并绕,单线不应大于Φ0.4, Φ0.4之Aw= 0.126mm2, 則 0.79 (即Ns采用Φ0.4 * 6)3> dwvcc Awvcc = Iv / J = 0.1 /4上述绕组线径均以4A / mm2之计算,以降低铜损,若结构设计时线包过胖,可适当调整J之取值.4> 估算铜窗占有率.0.4Aw ≧Np*rp*π(1/2dwp)2 +Ns*rs*π(1/2dws)2 + Nvcc*rv*π(1/2dwv)20.4Aw≧60*2*3.14*(0.35/2)2+10*6*3.14+(0.4/2)2+7*3.14*(0.18/2)2≧ 11.54 + 7.54 + 0.178 = 19.260.4 * 125.3 = 50.1250.12 > 19.26 OKStep12 估算损耗、温升1.2.求出各绕组之线长.3.4.求出各绕组之RDC和Rac @100℃5.求各绕组之损耗功率6.加总各绕组之功率损耗(求出Total值)如 : Np = 60Ts , LP32/13BOBBIN绕线平均匝长 4.33cm则 INP = 60*4.33 = 259.8 cm Ns =10Ts则 INS = 10*4.33 = 43.3 cmNvcc = 7Ts則 INvc = 7 * 4.33 = 30.31cm查线阻表可知 : Φ0.35mm WIRE RDC =0.00268Ω/cm @ 100℃Φ0.40mm WIRE RDC = 0.00203Ω/cm @ 100℃Φ0.18mm WIRE RDC = 0.0106Ω/cm @ 100℃R@100℃ = 1.4*R@20℃求副边各电流值. 已知Io = 3.16A.副边平均峰值电流 : Ispa = Io / (1-Dmax ) = 3.16 / (1- 0.52) = 6.583A 副边直流有效电流: Isrms = √〔(1-Dmax)*I2spa〕= √(1- 0.52)*6.5832 = 4.56A副边交流有效电流: Isac = √(I2srms - Io2) = √(4.562-3.162) = 3.29A 求原边各电流值 :∵ Np*Ip = Ns*Is原边平均峰值电流 : Ippa = Ispa / n = 6.58 / 6 = 1.097A原边直流有效电流 : Iprms = Dmax * Ippa = 1.097 * 0.52 = 0.57A原边交流有效电流: Ipac = √D*I2ppa = 1.097*√0.52 = 0.79A求各绕组交、直流电阻.原边 : RPDC = ( lNp * 0.00268 ) / 2 = 0.348ΩRpac = 1.6RPDC = 0.557Ω副边 : RSDC = ( lNS*0.00203 ) /6 = 0.0146ΩRsac = 1.6RSDC = 0.0243ΩVcc绕组 : RDC =30.31*0.0106 = 0.321Ω计算各绕组交直流损耗:副边直流损 : PSDC = Io2RSDC = 3.162 * 0.0146 = 0.146W交流损 : Psac = I2sac*Rsac = 3.292*0.0234 = 0.253WTotal : Ps = 0.146 + 0.253 = 0.399 W原边直流损 : PPDC = Irms2RPDC = 0.572 * 0.348 = 0.113W交流損 : Ppac = I2pac*Rpac = 0.792*0.557 = 0.348W忽略Vcc绕组损耗(因其电流甚小) Total Pp = 0.461W总的线圈损耗 : Pcu = Pc + Pp = 0.399 + 0.461 = 0.86 W2> 计算铁损 PFe查TDK DATA BOOK可知PC44材之△B = 0.2T 时,Pv = 0.025W / cm2LP32 / 13之Ve = 4.498cm3PFe = Pv * Ve = 0.025 * 4.498 = 0.112W1.2.Ptotal = Pcu + PFe = 0.6 + 0.112 = 0.972 W3.4.估算温升△t依经验公式△t = 23.5PΣ/√Ap = 23.5 * 0.972 / √0.88 = 24.3 ℃估算之温升△t小于SPEC,设计OK.Step13 结构设计查LP32 / 13 BOBBIN之绕线幅宽为 21.8mm.考量安规距离之沿面距离不小于6.4mm.为减小LK提高效率,采用三明治结构,其结构如下 :X'FMR结构 :Np#13.2 / 3.22 -- AΦ0.35 * 2301LSHI#23.2 / 3.2SHI- 42mils * 1213LNs#33.2 / 3.28.9 - 6.7Φ0.4 * 6103LSHI#43.2 / 3.2SHI- 42mils * 1211LNp#53.2 / 3.2A -- 1Φ0.35 * 2301LNvcc#63.2 / 3.23 -- 4Φ0.1872L#7连结两A 点2L。
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(2)
G0 Vin GFB ωp1 2 R Co
fs R 1 2 Lp (Sn Se )
1 ωp2 2 fs D (1 1 ) M
2
ωz1
1 Rc Co
(ESR 左半平面零点)
ωz2
n2 R M (1 M) Lp
Gain (dB)
0
fp1
-1 0 +1
fz1
Frequency (Hz)
fz2
图二、CCM 1P2Z 的转移函数图
非连续导通模式 (DCM)的转移函数
s s (1 ) (1 ) ˆo (s) v ωz1 ωz2 G0 s s ˆcomp (s) v (1 ) (1 ) ωp1 ωp2
从前面的分析得知，不同的操作点有着不同的零极点位置以及不同的低频直流增益，所以存在着许多设计补偿电路的方法。基本上 一个 Type II 的补偿器 (一个零频率的极点，随着一个低频零点以及一个极点) 最适合做此类的补偿。如果用一个低频零点来补偿 功律电路的低频极点，同时利用高频极点来补偿 ESR 零点，这样将容易获得较好的相位裕量。 利用补偿器的中频段增益来设定适 当的交越频率，系统将有相当好的稳定度。 一种简单实用的方法便是先设定好一个“目标回路增益”(target loop gain)为：
n2 Vo VIN2 2 LP fS (VIN nVo )2
(3)
不同工作点的零极点变化
表一为范例中的直流增益以及零极点位置的计算结果。图五为输入电压与负载电流变化的波德示意图。可以看出，当低输入电压与 高负载时，增益曲线较低；反之，高输入电压与轻载时，增益曲线较高。这个事实关系到如何选择工作点作为反馈设计的基准，很 显然，低输入电压与重载条件做为反馈设计点是比较恰当的。也就是说在这样的条件下，如果拥有足够的相位裕量，通常也能延伸 到其他工作点有着更好的相对稳定裕量。 表一、不同工作点的直流增益与零极点位置 VIN (V) IO (A) Mode G0 (dB) fP1 (Hz) fP2 (Hz) fZ1 (Hz) fZ2 (Hz) 90 3.0 CCM 13.1 59.0 NA 3.9k 16.5k 180 3.0 CCM 16.5 53.0 NA 3.9k 44.2k 270 3.0 CCM 17.0 57.0 NA 3.9k 75k 360 3.0 DCM 17.1 58.5 21.7k 3.9k 106k 90 3.0 CCM 13.1 59.0 NA 3.9k 16.5k 90 2.0 CCM 15.6 44.0 NA 3.9k 24.7k 90 1.0 DCM 17.0 19.5 25k 3.9k 49.5k 360 3.0 DCM 17.1 58.5 21.7k 3.9k 106k 360 2.0 DCM 18.8 39.0 32.6k 3.9k 160k 360 1.0 DCM 21.8 19.5 65k 3.9k 319k
Application Note
王信雄
AN017 – Jun 2014
离线式反激转换器的反馈设计
Feedback Control Design of Off-line Flyback Converter
摘要
离线式反激转换器 (off-line flyback converter) 的反馈控制经常困扰着电源工程师，因为牵涉到连续导通模式 (continuous conduction mode, CCM) 与 非 连 续 导 通 模 式 (discontinuous conduction mode, DCM) 的 小 信 号 模 型 、 TL431 与 光 耦 合 器 (opto-coupler)的特殊反馈补偿模式，使得反馈参数的设计，还流于试误(cut and try)模式。本设计指南提供完整的理论设计，从功 率级的转换函数到设计 TL431 与光耦补偿器，使得系统获得良好的相位裕度(phase margin)，达到瞬时稳定度的要求。本文将利用 Mathcad 软件做理论计算，同时以 Simplis 模拟做比较验证。 此法可应用于立锜科技 RT773x 系列离线式反激控制 IC 的电路设 计中。
S (1 D)3 (1 2 e ) D 1 τL Sn ωp1 R Co
ωz1
ωz2
1 Rc Co
(1 D)2 n2 R D Lp
(ESR 左半平面零点)
(右半平面零点)
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Gain (dB)
0
fp1
-1 0 +1
fp2
0
fz1
fz2
Frequency (Hz)
图三、DCM 2P2Z 的转移函数图
工作点与极零点变化
举一个常规的应用例子来说明：一个反激转换器，输入电压范围为 90V 到 360V，负载范为为 0 到 3A，输出电压为 12V。并有着 下列的电路参数 : LP = 1.1mH, NP : NS = n = 7.7, CO = 1360μF, RESR = 30 mΩ, RS = 0.56Ω, fS = 65kHz, Se = 3.46 x 104 V/sec, GFB = 0.3333。(其中 Se 与 GFB 必须由控制 IC 提供)根据反激转换器的工作原理[4]，在常规的设计里，高输入电压与轻载状态总是让 转换器倾向于非连续导通模式；反之，低输入电压与重载的条件下，转换器会走向连续导通模式。其间存在着一条所谓 CCM 与 DCM 的边界曲线，如图四所示，在曲线上方为 CCM 工作模式，曲线下方为 DCM 工作模示。(3)式就是代表这条曲线的方程式。
连续导通模式(CCM)的转移函数(transfer function)
ˆo (s) v G0 ˆcomp (s) v
(1
s s ) (1 ) ωz1 ωz2 s (1 ) ωp1
(1)
其中，
G0
n R GFB Rs (1 D)2 τL
1 S 1 2 e Sn 2M 1
fs : 切换频率
M
n Vo : 电压转换比 Vin
: 变压器匝数比
n
Np Ns
τL
Sn
2 Lp fs n2 R
: 时间常数
Vin Rs : 导通时间初级电流检知电压上升斜率 (单位: V/sec) Lp
Se : 外加电压斜率 (单位: V/sec)
GFB
ˆRS v : 小信号增益 ˆFB v
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1
离线式反激转换器的反馈设计
一、适用范围 : 次级稳压反激转换器
绝大部份反激转换器都采用次级稳压的峰值电流控制(peak current mode control)来完成调节输出电压的反馈方式 ， 图一为其简图。 次级输出电压经过光耦与 TL431 电路，在初级侧形成电压 VCOMP，这个电压与初级峰值电流比较，决定开关晶体管 Q 的占空比， 完成负反馈稳压的作用。其中，RS 为初级电流检测电阻，CTR 为光耦的电流传递比(current transfer ratio)，GFB 为小信号增益 (在 RT773x IC 内部设计为 1/3)，Se 为消除次谐波振荡(sub-harmonic oscillation) 所外加的斜率补偿(slop compensation)。 为方便后续的推导与说明，电路做了基本的假设如下： 开关器件 Q 与次级二极管 D 为理想组件 变压器视为理想器件 TL431 的开回路增益为无限大 (常规的开路增益约 50 ~ 60dB) 光耦的电流传递比为一常数
3.5 3.0 负载电流 (A) 2.5 2.0 1.5 1.0 0.5
0.0
90 135 180 225 270 315 360 输入电压 (V)
图四、CCM 与 DCM 边界曲线
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离线式反激转换器的反馈设计
Io
fp1
Heavy Load
fp1
Heavy Load
fz1
Frequency (Hz)
fz2
Frequency (Hz)
fz1
fp2
图五、改变工作点的增益曲线变化 AN017 © 2014 Richtek Technology Corporation 6
离线式反激转换器的反馈设计
三、反馈补偿电路设计
二、功率电路的小信号模型
在许多不同的参考文献中可以找到不同的反激转换器小信号模型[1-3]，这些模型都是基于状态平均(state averaging)法推导的，可 能是因为简化或假设条件不同而有些许差异 。 本文乃采用 Christophe Basso 的小信号模型作反馈补偿设计[1] 。 从实用的角度而言 ， 所有小信号模型都将得到近似的结果。
CCM
Gain (dB) Gain (dB)
DCM
High Line
fp1
Low Line
fz1
Frequency (Hz)
fz2
Frequency (Hz)
fz1
fp2
CCM
Gain (dB) Gain (dB)
DCM
Light Load
Light Load
1. 2. 3. 4.
其中，光耦的电流传递比是一个极非线性的数值，随着工作点(通过光耦二极管的电流)的变动，电流传递比也会随着变化。但为了 方便说明与推导起见，姑且将其视为定值。在常规的应用中，流过光耦二极管的电流很低，可能低于 1mA，导致电流传递比可能 小于 20%。
其他名詞與符號定義如下：