中频正交采样原理和其实现
2019/11/10
模拟方法实现正交变换的缺点 ：
需要产生正交的两个本振信号cos(w0t)和 sin(w0t)。当这两个本振信号不正交时，就会产生虚 假信号。为使虚假信号尽可能地小(虚假抑制足够大)， 就必须对上述两个正交本振的正交性提出很高的要求
2019/11/10
正交性与虚假抑制之间的关系
2019/11/10
只取正频部分得到一个新信号z(t)．[由于z(t)只含正 频分量，故z(t)不是实信号，而是复信号]，z(t)的频谱 Z(f)可表示为：
2019/11/10
定义
H x(t)
1
x( )d
t
为x(t)的Hilbert变换，
则实信号x(t)的解析表示
起的，如图所示
2019/11/10
对于时间上“对不齐”的现象，可以采用两路分别用一个
ห้องสมุดไป่ตู้
延时滤波器来进行校正（相当于分数倍的插值），这两个滤
波器的频率响应满足
H H
q I
(e (e
j ) j )
e
j 2
例如可选
H
q
(e
j
)
H I (e j )
1
2019/11/10
可采用滤波器的多相网络结构
z(t) x(t) jH[x(t)]
同相分量
正交分量
2019/11/10
Z(t)的实部和虚部正交，因为
x(t) H[x(t)]dt 0
上式表明z(t)的实部x(t)和虚部H[x(t)]是正交的，故 Hilbert变换就是一个正交变换，由它可以产生实信号的正交 分量，其实现过程如下:
中频正交采样原理及其实现
主要内容 正交变换原理
中频正交采样实现方法
低通滤波法 多相滤波法 插值法
2019/11/10
实信号的解析表示
自然界的物理可实现信号都是实信号。而实信 号频谱具有共轭对称性，即满足
X ( f ) X *( f )
实信号的正负频率幅度分量是对称的，而其 相位分量正好相反。所以对于一个实信号，只 需由其正频部分或其负频部分就能完全加以描 述，不会丢失任何信息．也不会产生虚假信号。
LPF
抽取 I(n)
Q(n) 抽取
2019/11/10
1、低通滤波法
优点：
将A/D采样放在混频之前，采用数字混频与低通滤波， 提高了精度和稳定性
低通滤波法对双路信号同时作变换,所用的滤波器系数 一样;这样两路信号通过低通滤波器时由于非理想滤波 所引起的失真是一致的,对Ｉ、Ｑ双路信号的幅度一致 性和相位正交性没有影响,从而具有很好的负频谱对消 功能,可以达到很高的精度 ；
多相分支滤波器(实际上为一个分数延迟器)的阶数仅为 原型滤波器的1／4，例如当原型滤波器之阶数N＝32时， 多相分支滤波器之阶数为8阶。
fs
2 f L f H
2n 1
4 f0 2n 1
n取能满足 fs 2 f的H 最f大L 正整数（0,1,2,……)，则用
进行等间隔采样所得到f的s 信号采样值能准确地确定原始信
号。
其中，
f0
f Ln为f H 整数，且要求满足
2
带宽）。
（Bf为s 信 2号B
2019/11/10
设两个本振信号的正交误差为 ，即两个本振信号分别为
cos(0t) 和 sin(0t ) ，设输入信号为
2019/11/10
2019/11/10
2019/11/10
正交性与虚假抑制之间的关系
设两个本振信号的正交误差为 ，即两个本振信号分别为
cos(0t) 和 sin(0t ) ，设输入信号为
X(t)
xI(t)=x(t)
Hilbert变换
xQ(t)=H[x(t)]
2019/11/10
用复解析信号z(t)表示一个实信号的原因：
复信号可以用极坐标表示： z(t) a(t) e j(t)
2019/11/10
窄带信号的正交分解
窄带信号
2019/11/10
2019/11/10
缺点：数据采集时需要较高的采样率 。
2019/11/10
2、多相滤波法
基本原理：
2019/11/10
2、多相滤波法
2019/11/10
多相滤波法实现过程
2019/11/10
由前面知 容易得到
也就是说两者的数字谱相差一个延迟因子
e
j 2
，在时域上相当
于相差半个采样点。这半个延迟差显然是由于采用了奇偶抽取所引
带通采样定理适用的前提条件是：
只允许在其中的一个频带上存在信号，而不允 许在不同的频带上同时存在信号，否则将会引起 信号混叠。
用抗混叠跟踪滤波器来先滤波，再采样，这样可
以 对一个宽的通信频带进行数字化。
2019/11/10
1、低通滤波法
X(t) BPF
x(n) ADC
fs=2B
LPF cos(2πf0t0) sin(2πf0t0)
以上分析可以看出，一个实的窄带信号既可以用解析 信号z(t)来表示，也可以用其基带信号(零中频信号)zB(t) 来表示。 准确的解析表示主要用于数学分析，实际中要得到它 是非常困难的．这是因为实现理想Hilbert变换的阶跃滤 波器是难以真正实现的，而相比之下，得到基带信号(零 中频信号)就要容易得多，其实现方法如图下所示，图中 的LPF为低通滤波器。
2019/11/10
正交相干检波的实现方法
数字方法
直接中频采样＋数字正交相干检波
x(t) BPF
A/D
fs
实现方法
低通滤波法 多相滤波法 Bessel插值法
后续数字 处理
xI(n) xQ(n)
2019/11/10
带通采样定理
设一个频率带限信号x(t)，其频带限制在 ( 内fL,，fH如) 果其采样速率满足：
•当 1 时，MI 40dB
•为使虚假抑制达到60dB，则正交误差 必须小于
0.1°。 为达到较高的虚假抑制，对正交本振的正交性要求相当高， 一般模拟方法难以实现。可采用数字正交混频的方法。
2019/11/10
数字混频正交变换
正交性可以得到保证 ； 对A／D采样的要求比较高，需在高频（f0）进行采样数字 化 ；目前在采样精度要求不是非常高时(＜14dB)，对100 MHz左右的信号进行直接采样还是可以做到的，这已基本能 满足现阶段的实际要求。 后续的数字低通滤波可能会成为瓶颈；
模拟方法实现正交变换的缺点 ：
需要产生正交的两个本振信号cos(w0t)和 sin(w0t)。当这两个本振信号不正交时，就会产生虚 假信号。为使虚假信号尽可能地小(虚假抑制足够大)， 就必须对上述两个正交本振的正交性提出很高的要求
2019/11/10
正交性与虚假抑制之间的关系
2019/11/10
只取正频部分得到一个新信号z(t)．[由于z(t)只含正 频分量，故z(t)不是实信号，而是复信号]，z(t)的频谱 Z(f)可表示为：
2019/11/10
定义
H x(t)
1
x( )d
t
为x(t)的Hilbert变换，
则实信号x(t)的解析表示
起的，如图所示
2019/11/10
对于时间上“对不齐”的现象，可以采用两路分别用一个
ห้องสมุดไป่ตู้
延时滤波器来进行校正（相当于分数倍的插值），这两个滤
波器的频率响应满足
H H
q I
(e (e
j ) j )
e
j 2
例如可选
H
q
(e
j
)
H I (e j )
1
2019/11/10
可采用滤波器的多相网络结构
z(t) x(t) jH[x(t)]
同相分量
正交分量
2019/11/10
Z(t)的实部和虚部正交，因为
x(t) H[x(t)]dt 0
上式表明z(t)的实部x(t)和虚部H[x(t)]是正交的，故 Hilbert变换就是一个正交变换，由它可以产生实信号的正交 分量，其实现过程如下:
中频正交采样原理及其实现
主要内容 正交变换原理
中频正交采样实现方法
低通滤波法 多相滤波法 插值法
2019/11/10
实信号的解析表示
自然界的物理可实现信号都是实信号。而实信 号频谱具有共轭对称性，即满足
X ( f ) X *( f )
实信号的正负频率幅度分量是对称的，而其 相位分量正好相反。所以对于一个实信号，只 需由其正频部分或其负频部分就能完全加以描 述，不会丢失任何信息．也不会产生虚假信号。
LPF
抽取 I(n)
Q(n) 抽取
2019/11/10
1、低通滤波法
优点：
将A/D采样放在混频之前，采用数字混频与低通滤波， 提高了精度和稳定性
低通滤波法对双路信号同时作变换,所用的滤波器系数 一样;这样两路信号通过低通滤波器时由于非理想滤波 所引起的失真是一致的,对Ｉ、Ｑ双路信号的幅度一致 性和相位正交性没有影响,从而具有很好的负频谱对消 功能,可以达到很高的精度 ；
多相分支滤波器(实际上为一个分数延迟器)的阶数仅为 原型滤波器的1／4，例如当原型滤波器之阶数N＝32时， 多相分支滤波器之阶数为8阶。
fs
2 f L f H
2n 1
4 f0 2n 1
n取能满足 fs 2 f的H 最f大L 正整数（0,1,2,……)，则用
进行等间隔采样所得到f的s 信号采样值能准确地确定原始信
号。
其中，
f0
f Ln为f H 整数，且要求满足
2
带宽）。
（Bf为s 信 2号B
2019/11/10
设两个本振信号的正交误差为 ，即两个本振信号分别为
cos(0t) 和 sin(0t ) ，设输入信号为
2019/11/10
2019/11/10
2019/11/10
正交性与虚假抑制之间的关系
设两个本振信号的正交误差为 ，即两个本振信号分别为
cos(0t) 和 sin(0t ) ，设输入信号为
X(t)
xI(t)=x(t)
Hilbert变换
xQ(t)=H[x(t)]
2019/11/10
用复解析信号z(t)表示一个实信号的原因：
复信号可以用极坐标表示： z(t) a(t) e j(t)
2019/11/10
窄带信号的正交分解
窄带信号
2019/11/10
2019/11/10
缺点：数据采集时需要较高的采样率 。
2019/11/10
2、多相滤波法
基本原理：
2019/11/10
2、多相滤波法
2019/11/10
多相滤波法实现过程
2019/11/10
由前面知 容易得到
也就是说两者的数字谱相差一个延迟因子
e
j 2
，在时域上相当
于相差半个采样点。这半个延迟差显然是由于采用了奇偶抽取所引
带通采样定理适用的前提条件是：
只允许在其中的一个频带上存在信号，而不允 许在不同的频带上同时存在信号，否则将会引起 信号混叠。
用抗混叠跟踪滤波器来先滤波，再采样，这样可
以 对一个宽的通信频带进行数字化。
2019/11/10
1、低通滤波法
X(t) BPF
x(n) ADC
fs=2B
LPF cos(2πf0t0) sin(2πf0t0)
以上分析可以看出，一个实的窄带信号既可以用解析 信号z(t)来表示，也可以用其基带信号(零中频信号)zB(t) 来表示。 准确的解析表示主要用于数学分析，实际中要得到它 是非常困难的．这是因为实现理想Hilbert变换的阶跃滤 波器是难以真正实现的，而相比之下，得到基带信号(零 中频信号)就要容易得多，其实现方法如图下所示，图中 的LPF为低通滤波器。
2019/11/10
正交相干检波的实现方法
数字方法
直接中频采样＋数字正交相干检波
x(t) BPF
A/D
fs
实现方法
低通滤波法 多相滤波法 Bessel插值法
后续数字 处理
xI(n) xQ(n)
2019/11/10
带通采样定理
设一个频率带限信号x(t)，其频带限制在 ( 内fL,，fH如) 果其采样速率满足：
•当 1 时，MI 40dB
•为使虚假抑制达到60dB，则正交误差 必须小于
0.1°。 为达到较高的虚假抑制，对正交本振的正交性要求相当高， 一般模拟方法难以实现。可采用数字正交混频的方法。
2019/11/10
数字混频正交变换
正交性可以得到保证 ； 对A／D采样的要求比较高，需在高频（f0）进行采样数字 化 ；目前在采样精度要求不是非常高时(＜14dB)，对100 MHz左右的信号进行直接采样还是可以做到的，这已基本能 满足现阶段的实际要求。 后续的数字低通滤波可能会成为瓶颈；
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CH2雷达信号中频正交采样技术45
Modern Radar Signal Processing
Key Lab.for Radar Signal Processing
§2.4 数字正交相干检波方法
镜频实例：模拟正交相干检波处理后I/Q的正交性
F0通道
Fi通道
1
Modern Radar Signal Processing
Key Lab.for Radar Signal Processing
x(tn) = a(tn)cos[2π f0 tn +φ(tn)] , 采样点 tn=n/fs, n=0,1,2,…, f0=(3/4) fs = a(tn)cos[3π/2 n +φ(tn)] = xI(tn) cos(π/2 n ) - xQ(tn) sin(π/2 n ) (-1)n/2 xI(n) , n为偶数； = (-1)(n+1)/2 xQ(n) , n为奇数；
数字 处理
xI(n) xQ(n)
中频采样后频谱不混叠条件下， fs 与B、 f0的关系： fs ≥ 2B fs = 4 f0/ (2M＋1), M为正整数
注意：采样信号与中频载频信号相参! ——fs， f0来自同一频率源
3
Modern Radar Signal Processing
Key Lab.for Radar Signal Processing
x(n) A/D 相移e-j ω /4 fs=2B x(2n-1) -(-1)n xQ(n)
采用两个不同的延时滤波器对I、Q两路都进行滤波，得到 正交的信号。 分数延时滤波器的设计可以利用滤波器的多相网络结构。
13
Modern Radar Signal Processing
Key Lab.for Radar Signal Processing
Key Lab.for Radar Signal Processing
§2.4 数字正交相干检波方法
镜频实例：模拟正交相干检波处理后I/Q的正交性
F0通道
Fi通道
1
Modern Radar Signal Processing
Key Lab.for Radar Signal Processing
x(tn) = a(tn)cos[2π f0 tn +φ(tn)] , 采样点 tn=n/fs, n=0,1,2,…, f0=(3/4) fs = a(tn)cos[3π/2 n +φ(tn)] = xI(tn) cos(π/2 n ) - xQ(tn) sin(π/2 n ) (-1)n/2 xI(n) , n为偶数； = (-1)(n+1)/2 xQ(n) , n为奇数；
数字 处理
xI(n) xQ(n)
中频采样后频谱不混叠条件下， fs 与B、 f0的关系： fs ≥ 2B fs = 4 f0/ (2M＋1), M为正整数
注意：采样信号与中频载频信号相参! ——fs， f0来自同一频率源
3
Modern Radar Signal Processing
Key Lab.for Radar Signal Processing
x(n) A/D 相移e-j ω /4 fs=2B x(2n-1) -(-1)n xQ(n)
采用两个不同的延时滤波器对I、Q两路都进行滤波，得到 正交的信号。 分数延时滤波器的设计可以利用滤波器的多相网络结构。
13
Modern Radar Signal Processing
Key Lab.for Radar Signal Processing
高性能中频采样系统的设计与实现
2．2 A／D转换器前端运放电路 该系统设计采用AD8352型超低失真差分中频放大器作为A／D转换器的驱动器件。其电路设计。
通过设置电阻RG的大小，可调节AD8352的放大倍数，其范围为：3～25 dB。CD和RD用于消除失真。通过前端的变压器，可以将单端信号转换为差分信号，为AD8352提供差分信号，使其具有更高的性能。2．3 采样时钟电路 AD9445的采样时钟必须是一个高质量，超低相位噪声的时钟源。根据上述理论分析可知，时钟抖动会对A／D转换器的性能造成很大影响： 假设一个中频输入信号的频率为70 MHz。采样时钟的抖动为1 ps，则RSN=-201g(2πx70x106x10-12)=67．13 dB。结果说明，时钟的抖动已经将A／D转换器的信噪比限制在67．13 dB以下。在输入70 MHz时。如果使用一个高抖动的时钟源，则RSN性能很容易被降低3～4 dB。这里采用高性能时钟分配芯片AD9518-4作为采样时钟，电路设计。
Hale Waihona Puke 1．1 驱动电路 信号A／D转换前往往需要进行以下处理：1)放大或衰减，使输入信号的电平与A／D转换器的所需电平相吻合；2)直流补偿或电平转换，通过补偿提高或降低直流电平使之符合A／D转换器的工作电平；3)滤波。滤除信号杂波使频带宽度符合A／D转换器的要求。采用运算放大器设计的驱动电路可以很好的完成上述处理。 使用运算放大器作A／D转换器的接口还可作为缓存。大部分的A／D转换器并不能获得与输入电压范围相符合的输入信号，只有极少的情况下是相符的，这时需要在输入信号与A／D转换器之间加入一个缓存运放，这样可以解决以下问题：1)阻抗匹配，信号源往往并不是该系统设计所需的低阻抗，A／D转换器的输入将影响信号源。通常运算放大器缓存具有高输入阻抗，因此它不会对信号源产生影响。另外其低输出阻抗有益于A／D转换器的驱动；2)减小容性负载的影响。大多数的A／D转换器除在输入端具有电阻特性外，还具有电容效应。因此需要额外的补偿电路．通常用电阻或电容。运算放大器的低输出阻抗特性使其解决上述问题；3)将单端信号转换为差分信号，许多A／D转换器使用差分输入，而大多数信号是单端的。运算放大器可以完成这一转换。1．2 A／D转换电路 A／D转换器的性能指标主要分为静态参数和动态参数2种。静态参数是指A／D转换电路在低频或直流下的性能参数，而动态参数则是指中频或射频信号输入时的性能参数。对于中频采样系统来说，由于输入信号频率较高，其动态特性对反映电路的性能具有更大意义。重要的动态特性指标包括：信噪比RSN、无杂散动态范围SFDR、有效比特位ENOB、积分非线性INL、微分非线性DNL等。 一个高性能的中频采样系统对噪声性能的要求很高，A／D转换器的噪声来源通常有：A／D转换器失真和量化噪声，A／D转换器等价输入噪声，内部抽样保持电路的孔径抖动，不良的接地和退耦设计，外部驱动放大器的噪声，不良的布局和信号走线设计，采样时钟噪声，外部电源噪声。针对以上噪声来源，该系统设计采用以下方法，力求减小噪声的引入：所有芯片的电源部分都采用钽电解电容与大面积，低阻抗的地层相退耦，用于去除低频噪声；使用铁氧体磁珠去除电源的高频噪声；模拟地与数字地分离。A／D转换电路。
直接数字中频正交采样
09:23
National Lab of Radar Signal Processing
21
Xidian University
§2.1 信号采样理论 带通信号采样定理说明：
带通采样的结果:[nB,(n+1)B]＝>[0,B]
n为奇数，频谱反折； n为偶数，频谱平移；
09:23
National Lab of Radar Signal Processing
低通信号采样定理（Nyquist采样定理）：
一个频带限制在（0，fH）内的时间连续信号 x(t)，如果以 fs ( fs ≥2 fH ) 的采样频率对其进 行等间隔采样，则x(t)将由得到的采样值完全 确定。 低通信号采样定理说明：
采样前加抗混叠模拟低通滤波器； 2 fH －Nyquist采样频率
过采样－ fs >2 fH 欠采样－ fs <2 fH
Xid号的原因：
•复信号可以用极坐标表示： z (t ) = a (t ) ⋅ e
jϕ ( t )
则解析信号可很容易获得信号的三个特征参数
a(t ) = Re 2 [ z (t )] + Im 2 [ z (t )] = x 2 (t ) + H 2 [ x(t )] 瞬时包络：
09:23
National Lab of Radar Signal Processing
14
Xidian University
正交采样的实现方法
直接中频采样＋数字正交相干检波
x(n) BPF
(f0, B)
x(t)
A/D fs
数字 处理
xI(n) xQ(n)
09:23
National Lab of Radar Signal Processing
National Lab of Radar Signal Processing
21
Xidian University
§2.1 信号采样理论 带通信号采样定理说明：
带通采样的结果:[nB,(n+1)B]＝>[0,B]
n为奇数，频谱反折； n为偶数，频谱平移；
09:23
National Lab of Radar Signal Processing
低通信号采样定理（Nyquist采样定理）：
一个频带限制在（0，fH）内的时间连续信号 x(t)，如果以 fs ( fs ≥2 fH ) 的采样频率对其进 行等间隔采样，则x(t)将由得到的采样值完全 确定。 低通信号采样定理说明：
采样前加抗混叠模拟低通滤波器； 2 fH －Nyquist采样频率
过采样－ fs >2 fH 欠采样－ fs <2 fH
Xid号的原因：
•复信号可以用极坐标表示： z (t ) = a (t ) ⋅ e
jϕ ( t )
则解析信号可很容易获得信号的三个特征参数
a(t ) = Re 2 [ z (t )] + Im 2 [ z (t )] = x 2 (t ) + H 2 [ x(t )] 瞬时包络：
09:23
National Lab of Radar Signal Processing
14
Xidian University
正交采样的实现方法
直接中频采样＋数字正交相干检波
x(n) BPF
(f0, B)
x(t)
A/D fs
数字 处理
xI(n) xQ(n)
09:23
National Lab of Radar Signal Processing
中频正交解调仿真及实现
ｂｌ ｏ ｃ ｄｅ ｉｅ ｅ ｌ ｇｉ ｖ ｃ
０ 引 言
某型 精 密进 场 雷 达 的 中频 信 号 处理 ， 先 采 用 原 模拟 中频 相干检 波 的 方 法 获取 目标 的相 位 信 息 ， 其
平 衡 式 相 位 检 波 与 单 路 检 波 相 比 ， 然 不 会 出 现 连 虽
２１ ０ ０年 ４月
舰 船 电 子 对 抗
ＳＨ Ｉ ＰＢ０ ＡＲＤ ＥＩＥＣＴＲ ０Ｎ Ｉ Ｃ０ Ｕ Ｎ ＴＥＲＭ ＥＡ ＳＵ ＲＥ Ｃ
Ａ ｐ ．２ １ ｒ ０ ０
Ｖｏ ． ３ Ｎｏ ２ １３ ．
第 ３ ３卷 第 ２期
中频 正 交解 调 仿 真及 实现
林澄清 ， 修斌 ， 赵 王 翔
关 键词 ： 雷达 ； 正交解调 ； 数字 中频 ； 复杂可编程逻辑器件
中 图 分 类 号 ： Ｎ ５． １ Ｔ ９７５
文献 标识码 ： Ａ
文 章 编 号 ： Ｎ ２１１（０００—０９ ４ Ｃ ３—４３２１）２０７— ０
Ｉ ｅ ｍ ｅ ｉ ｔ ｅ ｕ ｎｃ ｒ ｎｄ ｃ ｌ ｒ Ｄｅ ｏ ｌ ｔｏ ｉ ｕ ａ ｉ ｎ Ａｎｄ Ｒｅ ｌｚ ｔｏ ｎｔ ｒ ｄ ａ ｅ Ｆｒ ｑ ｅ ｙ Ｐｅ ｐｅ ｉ ｕ ａ ｍ ｄｕ ａ ｉ ｎ Ｓ ｍ ｌ ｔｏ ａ ｉａ ｉ ｎ
位 ， 定 目 标 （ ） 一 ２ Ｒ。 ｃ 伽 ， 动 目 标 固 ｔ一 ／ ＋ 运
续盲 相 ， 是点 盲相 依然存 在 ； 但 同时 由于模拟 器件 自
ｌ ｒ ｄ ｍ ｏ ｌ ｔｏ ｆｎａ ｌ ｒｎｇ ｏｒ ａ ｄ ｔ ｅ ｉ ｅ ｉ ｓｇｎ ｍ ｅ ｈ ｏ ｂ ｎ ｎｇ ｔ ｉ ｓ ｅ ａ ｅ ｄｕ ａ ｉ ｎ，ｉ ｌｙ ｂ ｉ ｓ ｆ ｗ ｒ ｈｅ ｎｇ ｎｅ ｒｎｇ ｄｅ ｉ ｔ ｏｄ ｃ ｍ ｉ ｉ ｈｅ ｈ ｇｈ ｐｅ ｄ Ａ Ｄ９２ ６ ａ ｔ ｔ ｃ ｎｉ ｕｅ ２ ｎｄ ｈｅ ｅ ｈ ｑ ｏｆ ｏ ｐ ｅ ｐｒ ｇ ａ ｍ ａ ｅ ｏ ｉ ｄ ｖ ｃ ，ｗ ｈｉｈ ｃ ｍ ｌ ｘ ｏ ｒｍ ｂｌ ｌ ｇ ｃ ｅ ｉ ｅ ｃ ｈａ ｄ ｆｎ ｔ ｒ ｆ ｒ ｎ ｅ ｓ ｅ ｉ ｉｅ ｅ ｅ ｅ ｃ ｍ ｅ ｎ ｎｇ ｔ ｈｅ ｅ ｇｉ ｅ ｒｎｇ ｐｒ ｃ ｉｅ ａ ｉ Ｏ ｔ ｎ ｎ ｅ ｉ ａ ｔｃ ．
０ 引 言
某型 精 密进 场 雷 达 的 中频 信 号 处理 ， 先 采 用 原 模拟 中频 相干检 波 的 方 法 获取 目标 的相 位 信 息 ， 其
平 衡 式 相 位 检 波 与 单 路 检 波 相 比 ， 然 不 会 出 现 连 虽
２１ ０ ０年 ４月
舰 船 电 子 对 抗
ＳＨ Ｉ ＰＢ０ ＡＲＤ ＥＩＥＣＴＲ ０Ｎ Ｉ Ｃ０ Ｕ Ｎ ＴＥＲＭ ＥＡ ＳＵ ＲＥ Ｃ
Ａ ｐ ．２ １ ｒ ０ ０
Ｖｏ ． ３ Ｎｏ ２ １３ ．
第 ３ ３卷 第 ２期
中频 正 交解 调 仿 真及 实现
林澄清 ， 修斌 ， 赵 王 翔
关 键词 ： 雷达 ； 正交解调 ； 数字 中频 ； 复杂可编程逻辑器件
中 图 分 类 号 ： Ｎ ５． １ Ｔ ９７５
文献 标识码 ： Ａ
文 章 编 号 ： Ｎ ２１１（０００—０９ ４ Ｃ ３—４３２１）２０７— ０
Ｉ ｅ ｍ ｅ ｉ ｔ ｅ ｕ ｎｃ ｒ ｎｄ ｃ ｌ ｒ Ｄｅ ｏ ｌ ｔｏ ｉ ｕ ａ ｉ ｎ Ａｎｄ Ｒｅ ｌｚ ｔｏ ｎｔ ｒ ｄ ａ ｅ Ｆｒ ｑ ｅ ｙ Ｐｅ ｐｅ ｉ ｕ ａ ｍ ｄｕ ａ ｉ ｎ Ｓ ｍ ｌ ｔｏ ａ ｉａ ｉ ｎ
位 ， 定 目 标 （ ） 一 ２ Ｒ。 ｃ 伽 ， 动 目 标 固 ｔ一 ／ ＋ 运
续盲 相 ， 是点 盲相 依然存 在 ； 但 同时 由于模拟 器件 自
ｌ ｒ ｄ ｍ ｏ ｌ ｔｏ ｆｎａ ｌ ｒｎｇ ｏｒ ａ ｄ ｔ ｅ ｉ ｅ ｉ ｓｇｎ ｍ ｅ ｈ ｏ ｂ ｎ ｎｇ ｔ ｉ ｓ ｅ ａ ｅ ｄｕ ａ ｉ ｎ，ｉ ｌｙ ｂ ｉ ｓ ｆ ｗ ｒ ｈｅ ｎｇ ｎｅ ｒｎｇ ｄｅ ｉ ｔ ｏｄ ｃ ｍ ｉ ｉ ｈｅ ｈ ｇｈ ｐｅ ｄ Ａ Ｄ９２ ６ ａ ｔ ｔ ｃ ｎｉ ｕｅ ２ ｎｄ ｈｅ ｅ ｈ ｑ ｏｆ ｏ ｐ ｅ ｐｒ ｇ ａ ｍ ａ ｅ ｏ ｉ ｄ ｖ ｃ ，ｗ ｈｉｈ ｃ ｍ ｌ ｘ ｏ ｒｍ ｂｌ ｌ ｇ ｃ ｅ ｉ ｅ ｃ ｈａ ｄ ｆｎ ｔ ｒ ｆ ｒ ｎ ｅ ｓ ｅ ｉ ｉｅ ｅ ｅ ｅ ｃ ｍ ｅ ｎ ｎｇ ｔ ｈｅ ｅ ｇｉ ｅ ｒｎｇ ｐｒ ｃ ｉｅ ａ ｉ Ｏ ｔ ｎ ｎ ｅ ｉ ａ ｔｃ ．
中频采样正交双通道处理的VHDL实现
摘
要 ： 对 模 拟视 频 正 交 双 通 道 处 理 中 容 易 产 生 镜 像 频 率 等 不 平 衡 问题 ， 绍 了 中 频 采 样 正 交 双 通 道 处 理 的数 字 正 交 针 介
技 术 ， 于 Ｖ Ｌ 语 言 编 程 实 现 了 某 雷 达 接 收 机 中 的 正 交 双 通 道 处 理 系 统 并 进 行 了 系 统 功 能 仿 真 ， 真 结 果 表 明 ， 统 最 高 基 ＨＤ 仿 系
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Ｖ０ ． ２ Ｎｏ １ ３ ， ．８ Ａｕ ｕ ｔ ２ ０７ ｇ ｓ，０
火 力 与 指 挥 控 制
Ｆｉｅ Ｃｏ ｒ ｌａ ｄ Ｃｏ ｒ ｎｔｏ ｎ ｍｍ ａ ｄ Ｃｏ ｔ ｏ ｎ ｎｒｌ
第 ３ ２卷 第 ８期 ２０ ０ ７年 ８月
Ａｂ ｔ ａ ｔ ｎ ｔ ｓ ｐ ｐｅ ｓ ｒ ｃ ：Ｉ ｈｉ ａ ｒ，ｔ ｅ Ｉ ｄ ｇ ｔ ｌｑ ｄ ａ ｕｒ ａ ｈ Ｆ ｉ ｉａ ｕａ ｒ ｔ ｅ ｓ ｍｐｌｎｇ ｔ ｃ ｉ ｕｅ ｉ ｎｔ ｏ ｕｃ ｄ ｔ ｖ ｒ ｏ ｈｅ ｉ ｅ ｈｎ ｑ ｓ ｉ ｒ ｄ ｅ ｏ ｏ ｅ ｃ ｍｅ ｔ ｍ ｉｒ ｒ ｍａ ｆ ｅ ｕｅ ｃ ｐ ｏ ｅ ｒ ｏ ｉ ｇｅ ｒ ｑ ｎ ｙ ｒ ｂｌ ｍ ｏ ｔ ｂｒ ｎ ｈｅ ｏｆ ｈ ａ ｌ ｇｕ ｑｕ ｄｒ ｔ ｅ ｆ ＷＯ ａｃ ｓ ｔ ｅ ｎａ ｏ ｅ ａ ａ ｕｒ ｄｅ ｅ ｔ ｔ ｃ ｏｒ，ａ ｔ ｅ ａ ａ ｎｄ ｈ ｒ ｄ ｒ ｒ ｃ ｉ ｅ ａ ａ ｕ ｅ ｃ ｎ ｌｐ ｏ ｅ ｓ ｎ ｙ ｔ ｍ ｓ ｒ ａ ｉｅ ｎｄ ｓｍ ｕ ａ ｅ ｓ ｅ ｅ ｖ ｒｑｕ ｄｒ ｔ ｒ ｈａ ｎｅ ｒ ｃ ｓ ｉ ｇ ｓ ｓ ｅ ｗａ ｅ ｌｚ ｄ ａ ｉ ｌ ｔ ｄ ｂａ ｅ ｏｎ ＶＨＤＬ．ｔ ｉ ｕｌｔｏ ｈｅ ｓｍ ａ ｉ ｎ
直接数字中频正交采样
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§2.2 采样率转换技术 采用率转换技术又称多速率信号处 理技术，指利用抽取（减采样）与 内插（增采样）等处理方式来提高 数字信号处理系统的效率。 软件无线电的理论基础之一。
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用复解析信号z(t)表示一个实信号的原因：
•复信号可以用极坐标表示： z (t ) = a (t ) ⋅ e
jϕ ( t )
则解析信号可很容易获得信号的三个特征参数
a(t ) = Re 2 [ z (t )] + Im 2 [ z (t )] = x 2 (t ) + H 2 [ x(t )] 瞬时包络：
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§1.2 宽带与窄带
2( f H − f L ) ( f H − f L ) B = = Fractional Bandwidth (FBW)= f0 f0 ( fH + fL )
Im[ z (t )] H [ x(t )] 瞬时相位： (t ) = arctan ϕ = arctan Re[ z (t )] x(t )
瞬时角频率：
dϕ (t ) d ⎧ Im[ z (t )] ⎫ H '[ x(t )]x(t ) − x '(t ) H [ x(t )] = ⎨arctan ω (t ) = ⎬= dt dt ⎩ Re[ z (t )] ⎭ [a (t )]2
fH − fL Re lative Bandwidth( RBW ) = fH + fL
where fH and fL are the upper and lower band edges of the signal, respectively.
直接数字中频正交采样实现
ity
4阶插值改进：
Q5
Q1 I2 Q3 I4 Q5 I6 Q7 I8
+ ×8 +
+ -
ˆ I5
1 16
ˆ 1 8I I I I I I I5 4 6 4 6 2 8 16
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§3.2 正交采样的实现方法
数字方法: 直接中频采样＋数字正交相干检波
x(t) x(n) BPF
(f0, B)
A/D fs
数字 处理
xI(n) xQ(n)
实现方法:
低通滤波法 Bessel插值法 多相滤波法
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3. 多相滤波法
原理说明
对一路序列做3/4分数延时，
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对另一路序列做1/4分数延时 ——时间对齐 National Lab of Radar Signal Processing
以
采样，可得
x(n) a(nts )cos(2 f0nts (nts ))
2 f 0 n(2M 1) cos( (nt )) a(nt )sin 2 f 0 n(2M 1) sin( (nt )) a(nts ) cos s s s 4 f0 4 f0
a (nts ) cos( (nts )) cos n (2 M 1) a( nts ) sin( ( nt s )) sin n (2 M 1) 2 2 n n I (n) cos( Mn ) Q (n) sin( Mn ) 2 2 (1) n / 2 I (n)，niseven n＋1 M+1 (-1) (1) 2 Q(n)，nisodd
4阶插值改进：
Q5
Q1 I2 Q3 I4 Q5 I6 Q7 I8
+ ×8 +
+ -
ˆ I5
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ˆ 1 8I I I I I I I5 4 6 4 6 2 8 16
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§3.2 正交采样的实现方法
数字方法: 直接中频采样＋数字正交相干检波
x(t) x(n) BPF
(f0, B)
A/D fs
数字 处理
xI(n) xQ(n)
实现方法:
低通滤波法 Bessel插值法 多相滤波法
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3. 多相滤波法
原理说明
对一路序列做3/4分数延时，
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对另一路序列做1/4分数延时 ——时间对齐 National Lab of Radar Signal Processing
以
采样，可得
x(n) a(nts )cos(2 f0nts (nts ))
2 f 0 n(2M 1) cos( (nt )) a(nt )sin 2 f 0 n(2M 1) sin( (nt )) a(nts ) cos s s s 4 f0 4 f0
a (nts ) cos( (nts )) cos n (2 M 1) a( nts ) sin( ( nt s )) sin n (2 M 1) 2 2 n n I (n) cos( Mn ) Q (n) sin( Mn ) 2 2 (1) n / 2 I (n)，niseven n＋1 M+1 (-1) (1) 2 Q(n)，nisodd
直接中频正交采样的Bessel内插实现
（一 （为 整 ） 等÷ 正数 由 采 间 Ａ （一） 式１ 的： ｔ 式１ 为 于 样 隔￡ 芋 ， （中 ￡ Ａ （变 ： １ 令 ） ｎ， ） 则
＝（ ２ ） 源自Ｓ ｎ ｔ ＝【 （Ａ） ｛ （
一
ｒ （一１ ， ｎ ｔ ） （ Ａ）
１ 丁 Ｑ（ Ａ ）・ ） ｎ ｔ （一１ ）
信号 处理 的办法 产 生正 交复 基 带信 号 。通过 选 取 工程 较 易 实 现 的 中点 Ｂ ｓｅ ｅｓｌ内插 函数 ， 到 正 交 得 的 两路基 带 ＩＱ信 号 ， 、 从理 论 与 大量测 试 中表 明相位 误 差 比传 统相 干检 波器 小 一个 数量 级 ， 无幅 且
度误 差 ， 大大提 高 了检 波器 的性 能 。
Ｉ￡ ｃｓ ￣ ｏ （） ｏ２ ｆ —Ｑ（）ｉ２ｒ ｔ ￡ｓ ￣ｏ ｎ ｆ
（） １
式 中 Ａ ｔ 、 （） Ｉｔ 、 ｔ各代 表振 幅 、 （） ｔ 、（） Ｑ（） 相位 、 同相分 量 和正 交分 量 ， 为信号 中心 频率 。 令 为 采样 频率 ， 足 Ｎ ｑｉ 准则 ， 有约 束关 系 ： 满 ｙｕｓ ｔ 且
方法 ． 既完 成 了正交 化 处理 ， 实现 了信 号 的检 波 。 又
收 稿 日期 ：０２— １— １ ２ ０ ０ ３ 作者简 介 ： 朱荣新 （ ９４一） 男 ， １６ ， 浙江余 姚人 ， 副教授 ， 硕士 ， 主要从 事信号与信 息处理 、 测控技术研究
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号 处理 成败 的关 键 ． 统 的方法 是采 用 双通 道处 理技 术 ， 过 两路 正 交 的相 位 检 波器 得 到 ＩＱ视 频 信 号 ， 传 通 、 经 视 放和 低通 滤波 器后 ， 由两 路 Ａ Ｄ变换 器 变换 成 ＩＱ数 字 信 号 。在 模 拟 相 位 检 波 器 之 后 ，、 ／ 、 ＩＱ两 支 路 的低 通 滤波 器和 视放 （ 带运 放 ） 宽 很难 做 到增 益 匹配 和无零 点漂移 ， 路输 出信 号 的相 位误 差 一般 只能做 到 ２ 两 。～ ３， 。幅度误 差约 为 ０ ５ｄ 这就 限 制 了信 号 处理 器 性能 的进 一 步提 高 。 ． Ｂ，
宽带信号的中频正交采样
【 关键词 】 正交相干检波 ； 采样 ； 中频 宽带信号 ； 低通滤波法 ； 多相滤波法 ；ｅｓ 插值法 Ｂｓ ｌ ｅ
中图分类号 ：Ｎ ５ ． １ Ｔ ９ ７ ５ 文献标识码 ： Ａ
Ｑｕ ｄ ａｕ ｅＳ ｍｐｉｇｏ ｉｅ ａ ｄＩ ｉｎ ｌ ａ ｒ ｔｒ ａ ｌ ｆ ｄ ｂ ｎ Ｆ Ｓｇ ａ ｎ Ｗ
ｓ ｉ ｌ ｒｔ ｅ ｑ ａ ｒｔ ｒ ａ ｌ ｇ ｏ ｉ ｅ ａ ｄ Ｉ ｉ ａ ． ｕｔ ｅｆ ｕ ｄ ａｕ ｅ ｓ ｍｐ ｉ ｆｗ ｄ ｂ ｎ Ｆ ｓ １ ｂ ａ ｏ ｈ ｎ ｎ ｇ
【 ｅ ｏｄ 】 ｕｄ ｔ ｅ ｏｅ ｎ ｄｔ ｔ ； ａ ｐｎ ｇａ； ｉ ｂｎ ｇａ； Ｐ ｅ ｏ ； ｏ ｐａ ｌｒ ｅ ｏ ； Ｋ ｙｗ ｒｓ ｑａｒｕ ｈｒ ｔ ｅ ｃ ｒ ｓ ｌｇ ｆＦｓ ｌ ｗ ｅａｄｓ ｌ Ｌ Ｆｍｔ ｄ ｐｌ ｈｓ ｆｔ ｔ ａｒｃ ｅ ｅｏ ｍ ｉ ｏＩ ｉ ｎ ｄ ｉ ｎ ｈ ｙ ｅ ｅｍ ｈ ｉ ｄ
ｓ ａ ａｄｉ ｐｅ ｅｔ ｉ ｒ ｅｔ ｈｓ ｒ ａ ｏｓ ｕ ｔｄｏ ｏ ｐｔｒ ｎ ｅｒｓｌ ｈｗ ｔａ ｔｅＬ Ｆｍ ｔｏ ｓ ｏｅ ｉ ｌ ｎ ｓｉ ｌ ｎａｏ ｉ ｐ￣ ｃ．Ｔ ｅｅａｅｌ ｉ ｌ ｅ ｎｃｍ ｕｅ ｄｔ ｕｔ ｓｏ ｔ ｈ Ｐ ｅ ｄｉ ｍ ｒ ｎ ｇ ｔ ｍ ｍ ｔｎ ｎ ｓ ｍ ａ ａ ｈ ｅ ｓ ｈ ｈ
（ 西安 电子科技 大 学雷达信 号 处理 重点 实验 室 ， 西安 ７ ０７ ） １０ １
【 摘要 】 在 回顾并对 比低通滤波法 、 插值法 和多相 滤波法 三种 中频 正交采样方法 的基础上 ， 究它们在 宽带信号情 研
况下的适用性 ， 讨论宽带信号 的中频正交采样方法及其工程实现 ， 并进行计算机仿真 。结果表 明 ， 低通 滤波法更适合 于宽 带信号 的中频正交化处理 。
介绍了中频直接正交采样及Bessel插值理论以及FPGA实现
介绍了中频直接正交采样及Bessel插值理论以及
FPGA实现
现代雷达普遍采用相参信号来进行处理，而如何获得高精度基带数字正交(I，Q)信号是整个系统信号处理成败的关键。
传统的做法是采用模拟相位检波器来得到I、Q信号，其正交性能一般为：幅度平衡在2％左右，相位正交误差在2度左右，即幅相误差引入的镜像功率在-34 dB左右。
这样的技术性能限制了信号处理器性能的提高。
为此，近年来提出了对低中频直接采样恢复I、Q信号的数字相位检波器。
随着高位、高速A／D的普遍应用，数字相位检波方法的实现已成为可能。
本文介绍了一种正交相干检波方法，并给出了其FPGA的实现方案。
1 基本原理
1．1 中频信号分解的基本原理
一个带通信号通常可表示为：
其中，xI(t)、xQ(t)分别是s(t)的同相分量和正交分量。
ω0为载频，a (t)、φ(t)分别为包络和相位。
它们之间具有如下关系：。