高频变压器设计时选择磁芯的两种方法
正激反激式双端开关电源高频变压器设计详解
正激反激式双端开关电源高频变压器设计详解高频变压器作为电源电子设备中的重要组成部分，起到了将输入电压进行变换的作用。
根据不同的使用环境和要求，电源电路中的电感元件可分为正激式、反激式和双端开关电源。
下面就分别对这三种电源的高频变压器设计进行详解。
1.正激式电源变压器设计正激式电源变压器是将输入电压通过矩形波进行激励的一种变压器。
其基本结构包括主磁线圈和副磁线圈两部分，主磁线圈用来耦合能量，副磁线圈用来提供输出电压。
正激式电源变压器的设计主要有以下几个步骤：(1)确定主磁线圈的匝数和磁芯的截面积：根据输入电压和电流来确定主磁线圈的匝数，根据输出电压和电流来确定磁芯的截面积。
(2)计算主磁线圈的电感：根据主磁线圈的截面积和匝数来计算电感值。
(3)选择磁芯材料：磁芯材料的选择要考虑其导磁性能和能量损耗等因素。
(4)确定副磁线圈的匝数：根据主磁线圈的输入电压和输出电压的变换比例来计算副磁线圈的匝数。
(5)计算副磁线圈的电感：根据副磁线圈的截面积和匝数来计算电感值。
(6)确定绕线方式和结构：根据磁芯的形状和结构来确定绕线方式和结构。
2.反激式电源变压器设计反激式电源变压器是通过反馈控制来实现变压的一种变压器。
其基本结构包括主磁线圈、副磁线圈和反馈元件等。
反激式电源变压器的设计主要有以下几个步骤：(1)确定主磁线圈的匝数和磁芯的截面积：根据输入电压和电流来确定主磁线圈的匝数，根据输出电压和电流来确定磁芯的截面积。
(2)计算主磁线圈的电感：根据主磁线圈的截面积和匝数来计算电感值。
(3)选择磁芯材料：磁芯材料的选择要考虑其导磁性能和能量损耗等因素。
(4)确定副磁线圈的匝数：根据主磁线圈的输入电压和输出电压的变换比例来计算副磁线圈的匝数。
(5)计算副磁线圈的电感：根据副磁线圈的截面积和匝数来计算电感值。
(6)确定绕线方式和结构：根据磁芯的形状和结构来确定绕线方式和结构。
(7)选择合适的反馈元件：根据反馈控制的需要来选择合适的反馈元件，并设计合适的反馈回路。
浅谈高频变压器磁芯的选用如何选型
浅谈高频变压器磁芯的选用如何选型高频变压器磁芯的选用是变压器设计中非常重要的一环，直接影响了变压器的性能和效率。
选用合适的磁芯可以提高变压器的能量转换效率、降低功率损耗、增加功率密度等。
在选择高频变压器磁芯时，需要考虑以下几个关键因素：1.磁导率：磁导率是磁芯材料的一个重要参数，它反映了磁芯对磁场的导磁能力。
选择具有较高磁导率的磁芯能够提高能量传输效率。
目前常用的高频变压器磁芯材料包括铁氧体、磁性不锈钢、钴铁和镍铁合金等。
不同磁芯材料的磁导率各有差异，需要根据具体的设计要求和性能指标进行选择。
2.饱和磁场强度：饱和磁场强度是指材料的磁场强度达到一定程度时，磁化强度不再增加的临界值。
选择具有较高饱和磁场强度的磁芯可以提高变压器的能量转换效率和输出功率。
一般来说，磁导率越高的磁芯，其饱和磁场强度也较高。
3.损耗：磁芯材料的损耗是选择磁芯时需要考虑的另一个重要因素。
高频变压器在工作过程中会产生一定的涡流损耗和磁滞损耗。
较低的损耗能够提高变压器的效率和功率密度。
一般来说，铁氧体材料具有较低的涡流损耗和磁滞损耗，因此在高频变压器中应用较为广泛。
4.成本和可获性：在选用磁芯时，还需要考虑材料的成本和可获性。
一些高性能的磁芯材料可能价格较高或难以获得，而一些常见的磁芯材料则价格比较低廉。
因此，需要在高性能和经济性之间进行权衡，选择适合的磁芯材料。
5.尺寸和形状：磁芯的尺寸和形状也是选择磁芯时需要考虑的因素。
变压器磁芯的尺寸和形状会直接影响变压器的体积、重量和功率密度等。
因此，在设计变压器时需要综合考虑磁芯的尺寸和形状，以满足实际需求。
综上所述，高频变压器磁芯的选用是一个综合考虑磁导率、饱和磁场强度、损耗、成本和可获性、尺寸和形状等多个因素的过程。
通过合理选择磁芯材料和形状，可以提高高频变压器的性能和效率，满足不同的设计要求和性能指标。
高频变压器的两种基本绕法
由于在初级中间加入了一个次级绕组，所以减少了变压器初级的层间电容，而层间电容的减少，就会使电路中的寄生振荡减少，同样可以降低MOSFET与次级整流管的电压电流应力，改善EMI。
缺点：由于初次级有两个接触面，绕组耦合电容比较大，所以EMI又比较难过。
第二种，次级夹初级的绕法（也叫次级平均绕法）
三明治绕法：
三明治绕法久负盛名，几乎每个做电源的人都知道这种绕法，但真正对三明治绕法做过深入研究的人，应该不多
相信很多人都吃过三明治，就是两层面包中间夹一层奶油。顾名思义，三明治绕法就是两层夹一层的绕法。由于被夹在中间的绕组不同，三明治又分为两种绕法：初级夹次级，次级夹初级。
第一种，初级夹次级的绕法（也叫初级平均绕法）
Hale Waihona Puke 如上图，顺序为Np/2-Ns-Np/2-Nb，此种绕法有量大优点
这样有利于初次级的耦合，减少漏感；还有利于绕线的平整度；最后一个好处是，供电绕组电压变化受次级的负载影响较小，更稳定。
由于增加了初次级的有效耦合面积，可以极大的减少变压器的漏感，而减少漏感带来的好处是显而易见的：漏感引起的电压尖峰会降低，这就使MOSFET的电压应力降低，同时，由MOSFET与散热片引起的共模干扰电流也可以降低，从而改善EMI；
2、可以减少初级耦合至变压器磁芯高频干扰。由于初级远离磁芯，次级电压低，故引起的高频干扰小。
高频变压器绕法 高频变压器的两种基本绕法：顺序绕法和三明治绕法。
普通顺序绕法：
一般的单输出电源，变压器分为3个绕组，初级绕组Np,次级绕组Ns,辅助电源绕组Nb，绕制的顺序是：Np--Ns--Nb
此种绕法工艺简单，易于控制磁芯的各种参数，一致性较好，绕线成本低，适用于大批量的生产，但漏感稍大，而耦合电容小，EMI比较好故适用于对漏感不敏感的小功率场合，一般功率小于30~40W的电源中普遍实用这种绕法。
高频变压器设计规范
高频变压器设计规范目录1.目的 (2)2.适用范围 (2)3.引用/参考标准或资料 (2)4.术语及其定义 (2)5.规范要求 (2)6.附录 (12)1.目的为了实现高频变压器设计的标准化，为我司工程师在设计变压器过程中提供参考，特制订此规范。
2.适用范围本规范适用于公司所有正激变压器及反激变压器的设计。
3.引用/参考标准或资料无。
4.术语及其定义正激变压器：因其初级线圈被直流电压激励时，次级线圈正好有功率输出而得名。
反激变压器：又称单端反激式变压器或Buck-Boost转换器。
因其输出端在原边绕组断开电源时获得能量故而得名。
5.规范要求5.1高频变压器磁芯材料与几何机构在大多数开关电源的高频变压器中，常用的软磁材料有铁氧体，铁粉芯，恒导合金，非晶态合金及硅钢片。
主要应用软磁材料四个特性：磁导率高、矫顽力小及磁滞回线狭窄、电阻率高、具有较高饱和磁感应强度。
现我司高频变压器通常采用锰锌铁氧体材料。
磁芯厂家都生产了一系列不同材质的磁芯，各厂家有自己的命名规范。
以常用的PC40（TDK命名规范）材质为例，东磁表示为DMR40，天通则表示为TP4，实际性能差异几乎可忽略不计。
通常我们关注的磁芯参数主要有初始磁导率，饱和磁通密度Bs，剩磁Br，矫顽力Hc，功耗Pv，居里温度Tc，在高频变压器的设计以及日后应用过程中，这些参数往往起到非常重要的作用。
图1所示各种磁芯的几何形状有EE型、ETD型、PQ型等多种。
EE型、ETD型、PQ型也是我司高频变压器设计时通常采用的磁芯结构。
每种规格磁芯对应多种尺寸可供选择。
一般每种类型及尺寸的磁芯，其对应的骨架是一定的，变动一般在于pin数和pin针间距的不同，设计者可根据实际应用需求选择，也可以联系骨架厂商进行开模定制。
图5.1 各种几何结构的变压器磁芯图1 磁芯的几何形状5.2高频变压器常用材料介绍上节主要介绍了高频变压器的磁芯特性及结构，除此以外，要构成一个完整的高频变压器，主要材料还有：导线材料，压敏胶带，骨架材料。
磁芯选择——精选推荐
磁芯选择开关电源变压器磁设计系列（⼀）电路拓扑选定后，就需要确定电路的⼯作频率和变压器的磁芯尺⼨，确保变压器在体积最⼩的情况下获得所需的最⼤输出功率。
要确定频率和变压器磁芯尺⼨，⾸先要得出输出功率与变压器各参数（磁芯截⾯积，磁⼼窗⼝⾯积，⾻架⾯积，峰值磁通密度，变压器⼯作频率及线圈电流密度等）间的数量关系。
通常根据公式来选择变压器磁芯和⼯作频率的时候，先假设变压器磁芯和⼯作频率，然后根据假定的数值和其他的⼀些参数来换算出变压器功率。
如果功率不符合要求，那么就需要更改先前的假设，重复以上的过程。
1.变压器磁⼼材料，⼏何结构a. 开关电源基本选⽤的是铁氧体磁⼼，它是⼀种陶瓷性的铁磁材料，由氧化铁和其他的锰，锌氧化物混合构成的晶体。
其电阻率很⾼，故铁氧体的涡流损耗很低。
如果所⽤材料损耗只源于磁滞损耗，则这种数值很⼩的损耗不会影响该材料使⽤在1MHz以上的场合。
不同氧化物，不同加⼯⽅式形成的磁芯，具有各⾃的优点。
有的在⾼频（⼤于100KHz）铁损最⼩；有的⾼温（如90℃）下铁损最⼩；有的可以使在常⽤的⾼频和峰值磁通密度下铁损最⼩。
但是⼤多数的功率变压器的铁氧体的直流磁滞回线特性都是相似的。
温度为100℃时，它们都在3000G---3200G范围内达到10％的饱和，具有0.10---0.15Oe的矫顽⼒，剩余磁通密度都为900---1200G。
选择磁芯材料时，主要考虑的是铁损随频率和峰值磁通密度变化的曲线。
相同的峰值磁通密度下，单极性电路的铁损是双极性电路铁损的⼀半。
这个结论仍有争议，但是已经被⼴泛的接收了。
b. 磁芯的⼏何形状主要有罐状或杯状，RM形，EE形，PQ形，UU或UI形。
不同形状的磁芯，各有其特点，分别说明如下：罐状：由于其结构上是⾻架中⼼柱上的线圈⼏乎完全被铁氧体材料包围，所以有效的减⼩了磁场的辐射，对于EMI—RFI要求严格的场合⾮常适合。
其出线槽⽐较窄，因此不适合于输⼊/输出电流较⼤（绕线尺⼨较⼤）的变换器中，也不适合与多路输出电源。
EE13驱动变压器设计
U1 15 = =38=N2=N3(变比 1:1:1) 8 3 4 f * Bm * Sc * 10 4 * 100 *10 * 1000 * 0.10I3m=2.15A,I2=I2m* 0.01 =0.215A I1m=4.3A,I1=I1m* 0.01 =0.43A 取电流密度 j=400A/cm2,则初次级导线截面为 Su1=I1/j=0.43/400=0.11*10-2cm2=0.11mm2 Su2=Su3=I2/j=0.215/400=0.055mm2 考虑集肤效应，工作频率 100KHz 时，查得导线线径不能大于 2*0.2=0.4mm,取 d1=0.38mm, Su1=0.114mm2 d2=d3=0.27m,Su2=Su3=0.0573mm2 6. 校核铁芯窗口面积 Ku=
Su1 * N1 2 * Su 2 * N 2 0.114 * 38 2 * 0.0573 * 38 = =0.336<0.4 Q 25.8
说明选以上设计是可行的。 以上的计算仅为驱动变压器的具体选择提供参考，实际选择时有大的自由度。 磁芯材料有：PHILIPS 的铁氧体 3C90、3C94、3C96 等； TOKIN 的 BH2、BH1、5000B 等； 国产的 R2KB、RK1、R60 等 磁芯形状可选： P、PQ 型，
驱动变压器的选择
1．磁芯材料的选择 高频条件下铁氧体具有很高电阻率，涡流损耗小，价格低，是高频变压器磁 芯的首选，缺点是磁导率通常较低。 选 Ferroxcube-Philips 的铁氧体 3C90 牌号的磁芯材料。 2．磁芯形状的确定 驱动变压器应选环型磁芯形状 3．磁芯尺寸的计算和型号的确定 采用面积乘积法。 定 PHILIPS 的 E13/6/3 型磁芯，则 S=0.101cm2, Q=0.258cm2, 其输出功率可达 Po’=2*S*Q*f*Bm*η*Kc*Ku*j*10-8 =2*0.101*0.258*100K*1000*0.8*1*0.4*400*10-8=6.671W 因此,变压器功率余地很大.选择 E13/6/3 型磁芯足够满足要求. 4. 初次级匝数的确定 因变压器初级所加驱动信号近似为方波,故 N1=
开关电源使用的磁性器件中磁芯的选用及设计
开关电源使用的磁性器件中磁芯的选用及设计开关电源中使用的磁性器件较多，其中常用的软磁器件有：作为开关电源核心器件的主变压器(高频功率变压器)、共模扼流圈、高频磁放大器、滤波阻流圈、尖峰信号抑制器等。
不同的器件对材料的性能要求各不相同。
(一)、高频功率变压器 变压器铁芯的大小取决于输出功率和温升等。
变压器的设计公式如下： P=KfNBSI×10-6T=hcPc+hWPW 其中，P为电功率;K为与波形有关的系数;f为频率;N为匝数;S为铁芯面积; B为工作磁感;I为电流;T为温升;Pc为铁损;PW为铜损;hc和hW为由实验确定的系数。
由以上公式可以看出：高的工作磁感B可以得到大的输出功率或减少体积重量。
但B值的增加受到材料的Bs值的限制。
而频率f可以提高几个数量级，从而有可能使体积重量显着减小。
而低的铁芯损耗可以降低温升，温升反过来又影响使用频率和工作磁感的选取。
一般来说，开关电源对材料的主要要求是：尽量低的高频损耗、足够高的饱和磁感、高的磁导率、足够高的居里温度和好的温度稳定性，有些用途要求较高的矩形比，对应力等不敏感、稳定性好，价格低。
单端式变压器因为铁芯工作在磁滞回线的第一象限，对材料磁性的要求有别于前述主变压器。
它实际上是一只单端脉冲变压器，因而要求具有大的B=Bm-Br，即磁感Bm和剩磁Br之差要大; 同时要求高的脉冲磁导率。
特别是对于单端反激式开关主变压器，或称储能变压器，要考虑储能要求。
线圈储能的多少取决于两个因素：一个是材料的工作磁感Bm值或电感量L，另一个是工作磁场Hm或工作电流I，储能W=1/2LI2。
这就要求材料有。
如何选择磁芯
MAGNETICS ：能提供最大的选择余地。
铁氧体磁芯：用于功率变压器和电感器的高频材料（10kHz - 2Mhz），用于电磁干扰滤波器、ISDN变压器和宽带变压器的高磁导率材料（高达15,000µ）；以及用于电信应用的温度稳定材料。
磁粉芯：（钼坡莫合金、高磁通材料和铁硅铝（Kool Mµ®））：用于串联滤波器、输出扼流圈和反激变压器。
带绕磁芯：（带绕磁芯、切割 c 型磁芯、骨架磁芯和叠片式磁芯）用于大功率变压器、音频变压器、磁放大器、接地故障断路器和电流互感器。
频率范围内阻抗很高，所以可抑制高频开关电源产生的高频噪声。
开关电源会产生以下两类噪声：共模和差模。
差模噪声（图1a）的传播途径和输入电流相同。
共模噪声（1b）表现为彼此相等且同相的噪声，其传播途径经绕组与地线相连。
为抑制电磁干扰，典型滤波器应包含共模电感器、差模电感器和X及Y电容器。
Y电容器和共模电感器用于衰减共模噪声。
电感器对高频噪声显示高阻抗，并反射或吸收噪声，同时，电容器成为到地的低阻抗路径，使噪声从主电路中分流出去（图2）。
为了实现以上功能，共模电感器必须在开关频率范围内提供合适的阻抗。
共模电感器由两组匝数相同的绕组构成。
这两个绕组使每个绕组中的线路电流所产生的磁通大小相等，而相位相反。
所以这两组绕组产生的磁通相互抵消使磁芯处于未偏置状态。
差模电感器仅有一个绕组，磁芯需要承受全部线路电流，并且在工作状态下不能饱和。
所以共模电感器和差模电感器有很大差异。
为防止磁芯饱和，差模电感器磁芯的有效磁导率必须低（间隙铁氧体或磁粉芯）。
但是共模电感器可使用高磁导率材料，并可用较小的磁芯获得非常大的电感。
选择材料开关电源产生的噪声主要位于装置基频处，并包括高次谐波。
也就是说，噪声频谱一般包括10kHz到50MHz之间的部分。
为了提供合适的衰减，电感器阻抗在此频带内必须足够高。
共模电感器的总阻抗有两部分构成，一部分是串联感抗（Xs），另一部分是串联电感（Rs）。
基于ap法选择高频变压器磁芯的公式推导及验证
基于ap法选择高频变压器磁芯的公式推导及验证下载提示：该文档是本店铺精心编制而成的，希望大家下载后，能够帮助大家解决实际问题。
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磁芯材料的选择
磁芯材料的选择
（1）高频损耗和饱和磁通密度，三种电感电流和磁通的交变成分大小不同，应区别对待。
①高频交流电感：例如，用于软开关电路中LC 谐振电路的谐振电感，
其特点是，电流只有高频交流成分，没有直流成分，磁通也是双方向磁化，
Bw＝2Bm，Bm 取大时磁心损耗也较大，应适当选取Bm 和选用损耗小的材料。
当选用磁粉心材料时，μ小的损耗也较小。
②直流滤波电感：电感电流以直流电流成分为主，高频交流成分较小，
通常交流成分峰值仅占直流额定电流的20%；高频损耗相对较小。
为了减小体积应选用Bs 较大的磁心材料，如铁粉磁心等。
③储能电感：分为电流连续型（CCM）和不连续型（DCM）两种：连
续型的储能电感如同上述直流滤波电感；不连续型的储能电感的交流电流成分
与直流电流成分相当，高频交流损耗较大，比高频交流电感小些。
（2）电感磁心型式尺寸的选择：电感磁心的尺寸大小与磁场能量大小有关。
对于功率体积设计法，由Aw·Ac来选择，对于调整率体积设计法，由Kd 来选择。
（3）气隙的集中和分散。
电感的磁动势（电流乘以匝数）是全部用来产生
磁通的，为在磁心中产生适当的磁通密度，Bw 可以从两种方案中选择。
①方案一：采用通常高频变压器用的〃值较高的磁心材料（μ值的大小
并不重要），磁路中加适当的集中式气隙（垫纸或纸板），以防止磁通进入饱和
状态；集中气隙的杂散磁场较大。
②方案二：采用低初始磁导率μi；的恒磁导率铁磁粉心环形磁心。
其外
形无气隙，实际上是用来黏合磁粉材料的黏合剂形成许多微小气隙、均匀地分。
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高频变压器设计时选择磁芯的两种方法 2003年04月28日 03:32高频变压器设计时选择磁芯的两种方法Two Method for Select Core in Design of High Freguency Transformers在高频变压器设计时，首先遇到的问题，便是选择能够满足设计要求和使用要求的磁芯。
通常可以采取下面介绍的两种方法：面积乘积法和几何尺寸参数法。
这两种方法的区别在于：面积乘积法是把导线的电流密度作为设计参数，几何尺寸参数法则是把绕组线圈的损耗，即铜损作为设计参数。
1 面积乘积法这里讲的面积乘积。
是指磁芯的可绕线的窗口面积和磁芯的截面积，这两个面积的乘积。
表示形式为WaAe，有些讲义和书本上简写为Ap，单位为 。
根据法拉第定律，我们有：窗口面积利用情况有：KWα=NAw变压器有初级、次级两个绕组。
因此有：KWα=2NAw或0.5KWα=NAw我们知道：Aw=而电流有效值I=Ip得到以下关系式：0.5KWα=即：于是就有如下式：由于：EδIp=Pi 又有： Pi=最后得到如下公式：这个公式适用于单端变压器，如正激式和反激式。
δ＜0.5，Bm-T,K-0.3～0.4，η-0.8～0.9,J-A/。
推挽式的公式则为：半桥式的公式则为：这里的δ＞0.5，例如0.8～0.9。
单端变压器如正激式和反激式：Bm=△B=Bs-Br。
双端变压器如推挽式、半桥式和桥式：Bm=2Bpk。
全桥式公式与推挽式相同，但δ＞0.5，例如0.8～0.9。
在J=400A/，K=0.4，η=0.8，δ=0.4（单端变压器），δ=0.8（双端变压器）。
公式简化如下：（单端变压器）（推挽式）（半桥式和桥式）2 几何尺寸参数法这个方法是把绕组线圈的损耗，即铜损作为设计参数。
因此，公式正是由计算绕组线圈的铜损的公式演变而来的。
变压器有两个绕组这里为初级绕组电阻，为次级绕组电阻。
由于因此每个绕组各占一半窗口面积，全部绕组线圈的铜损的公式：公式简化：变换两个参数的位置，公式变成：初级安匝与次级安匝相等的关系，以及电流有效值同峰值的关系。
上式进一步演化成：同理（见面积乘积法）有：将两个式子代入，得出公式：与面积乘积法的形式相一致，公式成为如下形式：此公式适合各种电路形式。
Bm取值同面积乘积法。
3 实际举例单端反激式电路。
输出功率Po=34W，输入最小直流电压Vi(min)=230V，输入电流峰值1.18A，占空比=0.25，频率f=68kHz，t=14.7μs，初级电感L p=716μH，变压器效率η=0.8，电流密度J=400A/cm，Bm=0.11T，K=0.4，Pcu=0.34W。
如采用简化公式，要将99改为78。
因为原公式中δ=0.4，现在δ=0.25，所以有：两者结果基本一致。
EI33磁芯的WaAe=1.47，Kg=0.1358。
由此可见，两种方法的结果，选EI33磁芯较合适。
EI33磁芯的Wa=1.24，Ae=1.185。
下面核算一下，几个绕组是否绕得下。
初级绕组Ip=1.18A，Irms=1.18×=0.59A。
Aw=0.59/4=0.1475。
采用Aw=0.159的导线，其最大直径为0.51mm=0.051cm。
占有窗口面积为Wa=65×=0.1691。
反馈绕组Ip=1A，Irms=1×=0.5A。
Aw=0.5/4=0.125。
采用Aw=0.1257的导线，其最大值径为0.46mm=0.046cm。
占有窗口面积为Wa=15×=0.0317。
次级绕组Io=2A，Irms=Io=2A。
Aw=2/4=0.5。
双股并绕采用Aw=0.2463的导线，其最大直径为0.63mm=0.063cm。
两个绕组占有窗口面积为Wa=(11+5)×(2×0.063) 2=0.254。
全部绕组占有窗口面积为。
占总窗口面积1.24的 36.7%。
EI33磁芯的骨架，窗口高度16mm，宽度5.3mm。
16mm高度要扣除两端各1.5mm，尚剩下13mm长度。
初级绕组的导线最大直径为0.51mm，每层可绕13 /0.51=25.5匝，65匝要用3层。
反馈绕组的导线最大直径为0.46mm，每层可绕13/0.46=28匝，15匝只要用1层。
次级绕组的导线最大直径为0.63mm，每层可绕13/ 0.63=20匝，每层绕11+5匝要用2层。
绕组排列下图：初级绕组分成3组绕，各组分别为22、22、21匝。
每层厚度0.51mm。
次级绕组分成2组绕，每组均为11+5匝。
每层厚度0.63mm。
反馈绕组只用1层，15匝，层厚度0.46mm。
绝缘胶带厚度为0.15mm，共7层。
绕组总厚度-1+0.51+0.63+0.51+0.63+0.51+0.46+0.15×7=5.3mm现在核算铜损耗情况。
采用同一的平均匝长，等于7.2cm。
Aw=0.159、0.1257的导线，单位长度的电阻值分别为0.115Ω/cm和0.1463Ω/ cm。
而Aw=0.2467的导线，单位长度的电阻值为0.0736Ω/cm，由于采用双线并绕，在计算时减半。
Pcu=0.1872+0.0395+0.1166+0.053=0.3693W以下两种方法，有效电流取值和绕组电阻计算，不尽相同。
因此，计算结果也是不一样。
分别介绍如下《电子变压器手册》（P.394～P.397）：这里将输出直流电流Io视同峰值电流，因此，其有效值计算结果为：次级绕组：Ip=Io=2A，Irms=2×√（1-0.25）=1.732A。
反馈绕组：Ip=If=1A,Irms=1×√（1-0.25）=0.886A。
初级绕组的峰值电流，由次级绕组和反馈绕组的峰值电流反馈到初级而求得。
而上一方法的初级绕组的峰值电流=2×Po/Vi×δ=（2×34）/（230×0.25）=1.18A。
计算公式结果如下：其有效值计算结果为：Irms=0.239×√0.25=0.12A。
绕组电阻值的确定，主要区别在于平均匝长的取值上。
它采用分段取值的方法。
由于取值变化，导线重要新选择。
68KHz时，导线的穿透深度为：△=7.6/√（68×）=0.0291cm=0.291mm。
选择导线直径要小于两倍穿透深度，即〈0.291×2=0.582mm。
初级绕组：Irms=0.12A。
Aw=0.12/4=0.03142。
采用Aw=0.03142的导线，其最大直径为0.24mm=0.024cm。
占有窗口面积为Wa=65×=0.0374。
次级绕组：Irms=1.732A。
Aw=1.732/4=0.433。
四股并绕采用Aw=0.1257的导线，其最大直径为0.46mm=0.046cm。
两个绕组占有窗口面积为Wa=(11+5)×=0.5417。
反馈绕组：Irms=0.866A。
Aw=0.866/4=0.2165。
双股并绕采用Aw=0.1257的导线，其最大直径为0.46mm=0.046cm。
占有窗口面积为Wa=15×=0.127。
全部绕组占有窗口面积为Wa=0.0374+0.5417+0.127=0.7061。
占总窗口面积1.24的56.9%。
下面我们同样来安排一下绕组位置，并计算各个绕组的厚度，在此基础上计算出每个绕组的平均匝长。
EI33磁芯的骨架，窗口高度16mm，宽度5.3mm。
16mm高度要扣除两端各1.5mm，尚剩下13mm长度。
初级绕组的导线最大直径为0.24mm，每层可绕13/0.24=54匝，65匝要用2层。
反馈绕组的导线最大直径为0.46mm，每层可绕13/0.46=28匝，15×2=30匝，要用2层。
次级绕组的导线最大直径为0.46cm，每层可绕13/0.46=28匝，Ns1为5×4=20匝，要用1层。
Ns2为11×4=44匝，要用2层。
绕组排列如下图：绕组总厚度=1+0.24×2+0.46×5+0.15×6=3.68mm下面我们进行各个绕组的平均匝长的计算。
因为，EI33磁芯的中心柱等于10mm×13mm。
因此，各个绕组的平均匝长为：Np1匝长=2×（10+13）+4×（1+0.15+0.12）=51.08mmNs1匝长2×（10+13）+4×（1+0.15×2+0. 24+0.23）=53.08mmNp2匝长=2×（10+13）+4×（1+0.15×3+0.24+0.46+0.12=55.08mm）Np2匝长=2×（10+13）+4×（1+0.15×4+0.24×2+0.46×2)=58.0mm）Nf匝长=2×（10+13）+4×（1+0.15×5+0.24×2+0.46×4)=62.28mm）《电子变压器手册》求绕组电阻，不是根据导线表上的单位长度电阻值取得的。
应用如下公式计算而得：Rrz绕组电阻，N匝数，1平均匝长，Aw导线载面积。
q调整系数RNp1=0.0172××1.1965×(51.08×35/0.03142)=1.171ΩRNs1=0.0172××1.1965×(53.08×5/(0.1257×4))=0.0109ΩRNp2=0.0172××1.1965×(55.08×30/0.03142)=1.0823ΩRNs2=0.0172××1.1965×(58×11/(0.1257×4))=0.0261ΩRNf=0.0172××1.1965×(62.28×15/(0.01257×2))=0.0765Ω现在开始计算铜损耗：PNp=（1.71+1.0823）×0.122=0.0402WPNs1=0.0109×=0.0327WPNs2=0.0261×=0.0783WPNf=0.0765×=0.0574WPt=0.0402+0.0327+0.0783+0.0574=0.2086W≈0.21W0.21W为0.34W的61.76%。
现在采用（电子变压器设计技术培训班）的《培训教材》第101～102页的方法。
这里的要点是，要计算各个绕组的直流、交流有效值和电阻值，再分别取得直流、交流损耗，两者相加得总的损耗。