交错并联Boost PFC电路的研究
一种高效的交错并联Boost PFC研究
一种高效的交错并联Boost PFC研究阎昌国;敖邦乾;曲祥君;刘小雍【摘要】The boost inductance is the key components of the interleaved Boost PFC system, and its parasitic capacitance loss will influ-ence the system’s efficiency. Due to the larger parasitic capacitance and the higher loss in traditional Boost inductance, this paper pro-poses an improved method which has the smaller parasitic capacitance and the lower loss, and designs a 685W prototype system with an interleaved Boost PFC. Compared with the traditional method, the experimental results show that the system with the proposed im-proved method has a higher efficiency. Thus, this method is more suitable than the traditional one in the high efficient development of the interleaved Boost PFC .%升压电感作为交错并联Boost PFC系统的关键元件，其寄生电容的损耗会对系统的效率产生影响。
作者针对传统升压电感存在寄生电容大、损耗高的问题，提出了一种具有寄生电容小、损耗低等优点的改进设计方法，设计了一个685W的带交错并联Boost PFC的样机系统。
基于DSP的DC-DC Boost PFC模块的并联交错控制研究
３０
电工电能新技术
第２３卷
冲的幅度只有输出设定值（３８０Ｖ）的６。７％左右，而 且可以很快地恢复到设定输出，降低了对输出滤波 电容的耐压值要求。
了电感电流的均衡交错，减小了输入电流高频纹波， 降低了输入ＥＭＩ滤波器的差模电感值。本文的并 联交错控制模块，满载时功率因数可达到０．９９，直 流输出电压也非常平稳。
本文提出的单控制器法与多控制器法相比，不 但可以减少计算量，提高采样频率，还可以消除多控
收稿日期：２００４．０２．１０ 基金项目：国家自然科学基金资助项目（５０３７７０１４） 作者简介：蒋志宏（１９７４－），男，江苏籍，博士生，主攻软开关ＤＧ／ＤＣ变换器、高频数字功率因数校正和计算机电源；
黄立培（１９４７－），男，江苏籍，教授，博导，博士，研究方向为高性能交痪电机控制、。电力电子变流技术。
第２３卷第３期 ２００４年７月
电工电能新技术 Ｅｎｅ唧 Ａｄｖａｎｃｅｄ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ ｏｆ Ｅ１ｅｃｔｒｉｃａｌ Ｅｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ ａｎｄ
ｖ０１．２３．Ｎｏ．３ Ｊｕｌｙ ２００４
基于ＤＳＰ的ＤＣ／ＤＣ Ｂｏｏｓｔ ＰＦＣ模块的并联交错控制研究
蒋志宏１，黄立培１，孙晓东２，郭宇婕２
（１．清华大学，北京１０００８４；２．光宝电子北京电力电子实验室，北京１０００８５）
果证明了该控制方案的可行性，为并联的功率因数校正模块的数字控制提供了一个良好的解决方
案。
关键词：功率因数校正；并联交错；Ｂｏｏｓｔ；数字控制
中图分类号：ＴＭ９１
文献标识码：Ａ
文章编号：１００３。３０７６（２００４）０３．００２７．０４
１ 引言
目前，电网谐波污染的问题已经引起了人们的 广泛注意。为减少因产品电磁干扰造成的危害、保 护环境和设备安全，２０００年国家质量技术监督局发 布了第一批实施电磁兼容安全认证的产品目录，包 括空调、冰箱在内的许多家电产品、电源、照明电器 等都必须执行《低压电气及电子设备发出的谐波电 流限值》，即ＧＢｌ７６２５．１－１９９８标准（等同于ＩＥＣ６１０００— ３．２：１９９５）。因此，功率因数校正技术（Ｐｏｗｅｒ Ｆａｃｔｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ，简称ＰＦＣ）日益为人们所关注。ＰＦＣ技术 的具体含义是使网侧电流不含谐波，其波形是输入 电压波形（通常是正弦波）的完美复制，而且相位相 同。在理想情况下，功率因数校正可以使电器设备 的负载特性表现为纯电阻特性，其从电网吸收的电 流仅为有功电流，这不仅将使损耗和成本降至最小， 而且也减小了对其他设备的干扰¨ｊ。
交错并联Boost PFC技术的研究的开题报告
交错并联Boost PFC技术的研究的开题报告1.研究背景与意义随着现代化的进程，对能源的需求也越来越高，同时人们也越来越注重可持续发展，因此能源的高效利用与节能减排的技术也越来越受到人们的关注。
在这种背景下，功率因数校正（Power Factor Correction，简称PFC）技术的研究与应用也越来越广泛。
交错并联Boost PFC技术是现代家庭用电器中最为常见的一种PFC 技术，其可以有效地提高电网的功率因数，减少因谐波等问题带来的电网损失。
因此，研究交错并联Boost PFC技术，可以有效地提高现代家庭用电器的能效，并且有利于减少电网的损失，推进能源的可持续发展。
2.研究内容本次研究的主要内容为交错并联Boost PFC技术的原理及其性能分析。
具体包括以下几个方面：（1）交错并联Boost PFC技术的基本原理和工作过程；（2）交错并联Boost PFC技术的性能分析，包括功率因数、谐波含量等指标的计算、分析和比较；（3）交错并联Boost PFC技术中关键参数的选取和设计方法；（4）交错并联Boost PFC技术的模拟仿真及实验验证。
3.研究方法本次研究采用文献研究、理论分析、仿真计算和实验验证等多种方法。
具体包括以下几个步骤：（1）搜集、阅读、分析相关文献，深入了解交错并联Boost PFC技术的基本原理、性能分析方法等；（2）建立交错并联Boost PFC技术的理论模型，分析其工作原理及性能；（3）利用Matlab/Simulink等仿真软件对建立的理论模型进行仿真计算；（4）设计和实现交错并联Boost PFC技术的实验系统，进行实验验证。
4.预期成果通过本次研究，预计可以得到以下几个成果：（1）深入理解交错并联Boost PFC技术的基本原理和性能分析方法；（2）建立交错并联Boost PFC技术的理论模型，并进行仿真计算；（3）设计和实现交错并联Boost PFC技术的实验系统，并进行实验验证；（4）比较分析几种常见的PFC技术，归纳总结不同技术之间的优缺点。
交错并联+Boost+PFC+电路研究
最后，研制了基于 UC3854 的交错并联 Boost PFC 电路样机，采用平均电流控制模 式，通过分频电路与驱动电路实现交错控制。设计了主电路、控制电路等的关键元件参 数，利用 Saber 软件搭建了系统闭环仿真平台，通过软件仿真及样机实验验证了理论分 析的正确性以及系统设计的可行性，证明该电路具有良好的功率因数校正效果。
Name
: Zhang Longge
(Signature)
Instructor BSTRACT
Due to the wide application of power electronic devices, power quality problems have caused widespread concern. Thus, one of the hotspots in the research fields to improve the impact on power quality effectively is using the power factor correction (PFC) technology in power electronic devices. The currently research of power factor correction technology focused on improving the power density and the efficiency and reducing the volume. Interleaving parallel technology can achieve power sharing through multiple converters in parallel. Using this technology can reduce the individual power requirements of the converter effectively, and enhance the overall power rating of the power supply. Due to the interleaved operation of each parallel converter, this technology can also improve the performance of the power supply effectively.
北京交通大学毕业设计并联交错式Boost电路
2
北京交通大学毕业设计（论文）
第3页
4.4 电路设计 ........................................................................................ 49 4.5 本章小结 ........................................................................................ 50 第 5 章 实验结果与分析 ................................................................................51 5.1 实物图 ............................................................................................ 51 5.2 实验结果 ........................................................................................ 53
基于CCM交错并联Boost型PFC的研究
大有效值 和峰值 为 ：
图２ Ｕ Ｃ ２ ７ ３ ２ ４外 围电路 的设计
数： ０＞ ５ ０ ％负荷时 ， Ｐ Ｆ ＞ Ｏ ． ９ ６ ； ②１ ０ ０ ％负荷时 ， Ｐ Ｆ ＞ Ｏ ． ９ ９ 。 本 文采用 Ｕ Ｃ Ｃ ２ ８ ０ ７ ０控 制芯片 ， 它具有 固有 电流匹 配 性能 的交错平 均 电流模式 脉宽调 制控制 和先进 的 电
Ａｒ ｔ ｉ ｃ ｌ ｅＩ Ｄ １ １ ０ ０ ３ — ０ １ ０ ７ （ ２ ０ １ ７ ） １ １ — ０ ０ ７ ８ — ０ ４
０引言
功 率 因数 校 正 有 Ｂ ｕ ｃ ｋ 、 Ｂ ｏ ｏ ｓ ｔ 、 Ｆ ｌ ｙ ｂ ａ ｃ ｋ 、 Ｂ ｕ ｃ ｋ － Ｂ ｏ ｏ ｓ ｔ 等拓 扑结 构【 ｌ ｌ 。本 文详 细介 绍 电流连续 、 电流 波形失 真
ｇ Ｙ ， Ｊ ｉ ａ ｎ ｇ ｘ ｉ Ｎａ ｎ ｃ ｈ ａ ｎ ｇ ３ ３ ０ ０１ ３ ）
摘 要： 该 文主要研究单周期控 制的 Ｂ ｏ ｏ ｓ ｔ 型Ｐ Ｆ Ｃ原理 ， 并设计 出 由两个性 能参数相 同的升压变换 器并联
组成 ， 且该 电路 的两个开关管 的 Ｐ ＷＭ开通时刻相差 １ ８ ０度 的主电路 。通过 Ｕ Ｃ Ｃ ２ ８ ０ ７ ０芯片来控制 电压外 环和电流内环 的双闭环 。 关键词 ： Ｃ Ｃ Ｍ； 交错并联 ； Ｂ ｏ ｏ ｓ ｔ 型Ｐ Ｆ Ｃ； ＵＣ Ｃ ２ ８ ０ ７ ０
Ｋ ｅ ｙ ｗ ｏｒ ｄ ｓ ： ＣＣＭ ： Ｓｆ ａ ｇｇ ｅ ｒ ｅ ｄ Ｐ ａ ｒ ａ ｌ ｌ ｅ ｌ ； Ｂ ｏｏ ｓ ｔ ｔ ｙ ｐｅ ＰＦ Ｃ： ＵＣＣ２ ８ Ｏ ７ Ｏ
ＣＬ Ｃ ｎ ｕ ｍｂ ｅ ｒ ： Ｔ Ｍ４ ６
基于CCM交错并联Boost型PFC的研究
基于CCM交错并联Boost型PFC的研究作者：徐浩王仁波熊志辉来源：《中国科技博览》2018年第03期[摘要]本文主要研究单周期控制的Boost型PFC原理，并设计出由两个性能参数相同的升压变换器并联组成，且该电路的两个开关管的PWM开通时刻相差180度的主电路。
通过UCC28070芯片来控制电压外环和电流内环的双闭环。
[关键词]CCM 交错并联 Boost型PFC UCC28070中图分类号：TV508 文献标识码：A 文章编号：1009-914X（2018）03-0091-021.引言功率因数校正有Buck、Boost、Flyback、Buck-Boost等拓扑结构。
本文详细介绍电流连续、电流波形失真小、输出功率大的交错并联Boost型电路拓扑，且储能电感具有抑制RFI和EMI噪声的功能。
2.系统整体设计根据设计思路，采用单周期控制Boost型PFC，可以确定每个周期的占空比。
2.1 硬件电路设计PFC 的设计指标参数：输入电压范围：187-253VAC，输出电压范围：390-410VDC，输入功率：3.3kW，输入频率：40～60Hz，开关频率：50k Hz，谐波失真：50%负荷时，PF>0.96 ②100%负荷时，PF>0.99。
本文采用UCC28070控制芯片，它具有固有电流匹配性能的交错平均电流模式脉宽调制控制和先进的电流合成检测法，可以得到更好的效率和功率因数值，其内部集成了两相PWM，此自然交互式PWM工作方式，减少了输入及输出的纹波电流，且在开关关断期间，内部电流合成电路会在内部重建电感电流的下降沿，可以获得更高的功率因数值，基于该芯片的控制电路参数设计如图1和图2所示。
2.2 主功率电路设计1.变换器的最大输入功率3548W，在输入功率最大且输入电压最低的情况下，变换器的输入电流最大，其最大有效值和峰值为：2.输入电容的设计在PFC变换器的输入端即整流桥的后面通常会并联一个高频滤波电容，用来滤除输入的高频噪声干扰：式中：---电流纹波系数，这里取0.2；--开关频率：50KHz；---高压电压纹波系数，一般取0.02～0.08，这里取0.06，此处选取47uF，400V的聚丙烯电容。
交错并联Boost_PFC电路的研究与设计
收稿日期:2022-06-15基金项目:苏州市职业大学研究性课程教改项目(S Z D Y K C 220707);苏州市职业大学 青蓝工程 资助项目;苏州市职业大学高级访问研修资助项目㊂作者简介:张波(1979 ),男,副教授,高级工程师,硕士,主要研究方向:电力电子技术㊂交错并联B o o s t P F C 电路的研究与设计张 波,吕欣呈,马文杰,王 宁(苏州市职业大学智慧能源装备与电能变换协同创新中心,江苏苏州 215104) 摘 要:交错并联B o o s t 不仅能提高P F C 电路功率等级,还能减小电路纹波,降低E M I 滤波器设计难度㊂文章针对传统的B o o s t P F C 电路的不足,用交错并联B o o s t 替代传统的B o o s t 电路来提高功率等级㊁提高效率㊂分析比较了B o o s t P F C 电路控制方式,优选平均电流控制模式,研制的交错并联B o o s t P F C 电路,效率达98%以上,P F 值达0.98以上㊂关键词:交错并联;S i C 器件;平均电流控制;高效率 中图分类号:T M 46 文献标识码:A 文章编号:1007 6921(2023)07 0118 03 市电经二极管整流和电容滤波是很多电器和电子设备初步获得直流电的常用方式㊂但这种方式电流非正弦化,畸变严重,导致线路中产生大量谐波,电路功率因数下降很多[1],会给电网带来不少危害,必须进行功率因数校正(P F C )㊂无源P F C 笨重体积大,且对电流谐波抑制效果不够好,因此有源功率因数校正(A P F C )技术得到了广泛的应用和研究㊂传统的B o o s t 电路实现P F C 有着不少优点,但也有一些不足㊂笔者从电路拓扑结构等方面入手,配合新颖的控制方式解决其不足之处㊂1 传统的B o o s t P F C有别于采用电感㊁电容等无源器件进行功率因数校正,采用可控半导体器件这类有源器件进行功率数校正称为有源功率因数校正㊂有源功率因数校正是在二极管整流电路和负载间加入D C /D C 变换器,采用相应的控制技术,强迫电流波形跟随正弦电压变化㊂有源功率因数校正极大地消除了电流畸变,从而获得很接近于1的功率因数[2],很大程度上减少了总谐波畸变(T H D )㊂从理论上来说,任何一种D C /D C 变换的拓扑如B u c k ㊁B o o s t ㊁C u k ㊁f l yb ac k 等等都能用于P F C 的主电路㊂B o o s t 电路具有很多优点:输入电流连续;输入电感位于电流前端,输入电流易于控制,有助于功率因数提高和E M I 滤波器的设计;升压变换,以在很宽的输入电压范围内工作;功率开关器件电压应力不超过输出电压,且易于驱动㊂因此常用B o o s t 电路实现电路的P F C ,如图1㊂P F C 电路从系统结构来看,分为单级式P F C 电路和两级式P F C 电路㊂两级式P F C 电路前级的D C /D C 电路主要实现P F C ,后级D C /D C 变换负责电路最终的输出电压㊁电流㊂单级式P F C 用一个D C /D C 变换电路既实现P F C ,也负责控制最终输出的电压电流㊂单级式P F C 控制过于复杂,未达到人们预期,实际中用得很少㊂图1 传统的B o o s t P F C 电路根据B o o s t 电路工作时电感电流是否连续,把B o o s t P F C 电路分为连续导电模式(C C M )和不连续导电模式(D C M )两种㊂D C M 方式会增加E M I 滤波器负担,电感和控制电路设计复杂,电压过零点时电流波形有较严重的畸变,只能在中小功率的情况下应用㊂C C M 模式下,根据电流控制方式的不同,又分为峰值电流控制㊁滞环电流控制和平均电流㊃811㊃2023年4月内蒙古科技与经济A pr i l 20237521I n n e r M o n g o l i a S c i e n c e T e c h n o l o g y &E c o n o m yN o .7T o t a l N o .521控制3种㊂3种控制方式都是双闭环控制,外环电压控制使输出电压稳定,内环是电流控制实现P F C ㊂以控制B o o s t 电路为例㊂3种控制方式前面部分的控制都一样㊂采样B o o s t P F C 电路的输出电压U o u t 得到的电压信号与基准电压U r e f 经误差放大信号得到V e a ,V e a 与采样的二极管整流电压信号(正弦半波)相乘后得到电流基准信号i r e f ㊂峰值电流控制采样开关管电流i s ,每个控制周期开始时开关管导通,i s 达到电流基准i r e f 时开关管关断,电流峰值包络线为正弦波;滞环电流控制采样电感电流i L ,电流基准i r e f 与i L 的差值i e 达到设定的滞环下限时开关管导通,达到设定的滞环上限时开关管断开,电感电流峰谷包络线都是正弦波;平均电流控制也采样电感电流i L ,电流误差放大器设计为P I 调节器,i r e f 与i L 通过此P I 调节器输出与频率固定的锯齿波比较得到控制开关管的P WM 信号㊂当i L >i r e f 时,反向积分,P I 调节器输出电压变小,P WM 信号占空比减少,反之占空比增加㊂开关动作时刻取决于积分(上一周期的)结果,所以称之为平均电流控制㊂峰值电流控制时,峰值与平均值误差较多,T H D 较大,占空比变化较大,占空比>0.5时会产生谐波振荡,须加入谐波补偿;滞环电流控制是变频控制,滤波器设计困难,滞环宽度对开关频率和系统性能影响大;平均电流控制效果好,是目前用得最多的P F C 控制方式[3]㊂2 交错并联B o o s t P F C 电路单个B o o s t 电路功率不够高,用多个B o o s t 电路并联的方式可提高其功率等级㊂常用的是两个B o o s t 交错并联实现P FC [2],如图2㊂电感L 1㊁开关管S 1㊁二极管D 1㊁电容C 构成B o o s t 电路1,电感L 2㊁开关管S 2㊁二极管D 2㊁电容C 构成B o o s t 电路2,两B o o s t 电路共用1电容C ㊂两B o o s t 电路参数一致,工作情况一样,只是两开关管S 1和S 2开通时刻互差半个周期㊂图2 交错并联B o o s t P F C如前所述,采用平均电流控制模式㊂电压采样㊁获得电流基准等都和传统的单通道B o o s t P F C 电路相同,交错并联B o o s t P F C 电路的两路B o o s t 电路控制时共用一个电流基准i r e f ,获取电流基准后各自控制是分别实现的㊂两B o o s t 电路控制部分都有各自的电流误差放大器㊁P WM 信号比较器㊂两B o o s t 电路使用相同的误差放大器和比较器㊂生成P WM 信号时采用同幅值,同频率但初相位相差180ʎ的锯齿波信号㊂B o o s t 电路1采样电感L 1的电流i L 1,使用B o o s t 电路1的电流误差放大器和P WM 信号比较器完成后续控制㊂B o o s t 电路2采样电感L 2的电流i L 2,使用B o o s t 电路2的电流误差放大器和P WM 信号比较器完成后续控制㊂控制框图如图3所示㊂由于锯齿波1和锯齿波2初相位相差180ʎ,所以脉宽调制信号P WM 1和P WM 2形状相同,每个周期的起始位置相差180ʎ㊂对称性的设计,两B o o s t 电路的电流都为输入电流的一半㊂电感的储能与电流的平方成正比,实现同样功率时,两路B o o s t 电路交错并联时单路电感体积是单独使用一个B o o s t 电路时电感体积的1/4[4]㊂假设占空D=0.5㊂并联交错的两B o o s t 电路一路开关管导通电感电流上升时另一路开关管断开电感电流下降,两电路参数一致时,理论上总输入电流(i L 1+i L 2)纹波电流为0㊂占空比>0.5时不会出现S 1和S 2同时断开的情况,占空比<0.5时不会出现S 1和S 2同时导通的情况㊂占空比偏离0.5的绝对值越多电流纹波越大,但总有两路B o o s t 电感电流纹波抵消的部分,总输入电流纹波比单个B o o s t 电路减少很多㊂并联交错时总输出电流频率是每路B o o s t 变换器的2倍㊂因此,同样情况下,可采用更小的输出电容C ,同时也降低了对输入E M I 滤波器的要求㊂图3 控制框图㊃911㊃张波,等㊃交错并联B o o s t P F C 电路的研究与设计2023年第7期3实验结果并联交错B o o s t P F C电路设计指标为:输入电压85V~265V,总功率4k W,功率因数ȡ0.96, T H D<5%,满载时本级效率ȡ98%㊂提高开关频率可减小电感电重量体积,但也会带来更大的开关损耗,设计时根据需要恰当取舍㊂此处开关频率设计为150k H z㊂功率半导体器件全都采用S i C器件㊂二极管采用耐压650V,额定电流16A的型号为D H16G65C6的二极管㊂S i C器件是新一代的宽禁带半导体器件,相比于S i器件有很多优点㊂MO S管选择导通电阻很小的型号为I MW65R027M1H的MO S管,其电压定额U D S= 650V,电流定额I D=59A,通态漏源间等效电阻R D S(o n)=60mΩ,开启电压U G S(t h)=4.5V㊂相比于S i材料器件,S i C器件有着更高的工作频率,可实现更高的耐压和更低的功率损耗㊂S i C器件目前市场化的主要就是二极管和MO S管㊂S i C MO S管的优越性能必须要有相应的驱动电路与之配合,通常不能照搬S i材料MO S管的驱动电路,否则其优越的性能就发挥不出来㊂Lȡ(1-D m a x)(2D m a x-1)U00.2i L m a xˑf s(1) Cȡ2P0ˑt h o l dU20-α2ˑU20(2)B o o s t电路电感L1(L2)和输出滤波电容C可分别按式(1)和式(2)选取㊂D m a x是B o o s t电路最大占空比,即输入电压最低时的占空比㊂i L m a x是单相电感电流最大峰值,取电感的纹波调整率为0.2,f s 是开关管工作频率,P0是电路总的输出功率,U0是输出电压㊂输入端掉电时输出电容能按原电压给负载供电的时间称为保持时间,记作t h o l d,一般在15 m s~50m s之间,这里t h o l d取20m s㊂α是输出电压保持系数,这里α取0.8㊂控制器以D S P芯片T M S320F28035为核心㊂图4是占空比为0.5时两MO S管漏源极上电压波形,两管子开通时刻相差半个周期㊂图5是占空比为0.4时两电感上电流i L1和i L2波形,从图中可以看出两电感电流i L1和i L2的变化量Δi L1与Δi L2可相互抵消相当大一部分,两电感电流之和即总和输入电流纹波减小很多,测试结果显示,满载时,输入电压在85V~265V范围内时均能实现功率因数校正,P F在0.973和0.987之间变化㊂输入电压为220V时,30%负载时P F值为9.961,P F值随着负载的增加而增加,满载时P F值为0.983㊂满载时,B o o s t P F C电路本级变换效率为98.29%,10%负载时其效率为94.05%,负载越大效率越高㊂图4两MO S管电压波形图5两电感电流i L1和i L2的波形4结束语采用参数一致的B o o s t电路交错并联工作,可极大地提高传统P F C电路的功率等级,减少纹波,减少电重量体积,而且实现功率因数效果很好㊂交错并联B o o s t P F C电路在功率较大的场合下有很高的应用和推广价值㊂[参考文献][1]杨文惠.配电网络最佳功率因数确定[J].内蒙古科技与经济,2016(20):90-91. [2]梁凯歌.车载充电机中的交错并联B o o s t P F C系统设计与优化[D].南京:南京理工大学,2018.[3]王晨阳,罗萍,周先立,等.用于峰值电流模B o o s t变换器的瞬态响应优化电路[J].微电子学,2020,50(6):794-798.[4]廖鸣宇.低电流启动交错并联B o o s t型P F C变换器及其控制技术研究[D].重庆:重庆理工大学,2020.㊃021㊃总第521期内蒙古科技与经济。
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交错并联Boost PFC电路的研究郭超;韦力【摘要】The single-phase interleaved parallel Boost PFC circuit is adopted to improve the power grade and efficiency.The discrete inductor is used as a boost inductor. The operation experiment and simulation of interleaved parallel Boost PFC circuit were conducted uner the intermittent mode of inductance current. The interleaved parallel Boost circuit is capable of reducing the inductance capability and EMI filter size. The simulation and experimental results prove that the PFC circuit can realize good correction effect with small input current ripple and switching stress.%提出了一种单相并联交错Boost PFC电路,升压电感采用分立式电感.详细论述电感电流断续模式下的Boost PFC交错并联电路,减小单个电感容量和前级EMI滤波器尺寸,提高PFC 电路的功率等级和效率.仿真与实验结果表明,该PFC电路具有良好的校正效果,较小的输入电流纹波,较低的开关应力.【期刊名称】《现代电子技术》【年(卷),期】2011(034)010【总页数】3页(P133-135)【关键词】电力电子;交错并联;分立电感器;功率因数校正【作者】郭超;韦力【作者单位】西安科技大学,陕西西安710054;西安科技大学,陕西西安710054【正文语种】中文【中图分类】TN710-34Boost变换器由于其升压电路简单，效率高，工作性能稳定等优点被广泛的应用为PFC电路中。
随着单相PFC技术的成熟和功率等级的进一步提高，原有单重Boost PFC电路已不能满足功率等级增加的需要，造成开关器件承受过高的瞬间电压和电流应力，增大电路中的电压、电流的变化率，产生严重的电磁干扰(EMI)[1-2]。
为了应对这一情况，变换器常需要并联。
当输入电流很大时并联Boost PFC每条支路电流仅是总输入电流的几分之一。
交错并联电路减小了输入电流纹波、降低开关损耗，从而提高变换器效率。
Boost PFC电路的功率因数不能由电压跟随控制方法得到，一般情况下是由电压、电流双闭环反馈控制得到的。
根据电感电流的连续与否，工作模式可分为电感电流连续工作模式(CCM)、电感电流不连续工作模式(DCM)和电感电流临界连续模式(Critical Conduction Mode，CRM)[3-5]。
CCM模式下的Boost PFC电路具有导通损耗小，输入电流纹波小等优点，但是CCM模式下输出整流二极管会产生很高的反向恢复损耗[6-8]；DCM模式下开关损耗小，输入整流二极管不会产生反向恢复损耗，但输入电流纹波很大，前级EMI滤波器的设计尺寸也会相应增大，增加了电路的体积和成本，同时流过开关管的电流较大，开关管具有很高的通态损耗，降低了PFC电路的效率[9-10]。
由于以上模式下的优缺点，于是引入交错并联技术，采用两个工作在DCM模式下的Boost PFC电路交错并联运行，减小输入电流纹波和降低开关损耗，从而提高变换器的效率。
1 交错并联Boost PFC电路的工作状态分析两相交错并联Boost PFC 电路如图1所示，图中每相Boost变换器都工作在断续导电模式下，两个开关S1，S2导通占空比相同，开关S2滞后S1半个开关周期。
该PFC电路的电流波形如图2所示，从图中可以看出，虽然每一相都工作在断续模式下，但是PFC的输入电流iin变成了连续的，减小了输入电流纹波，且输入电流纹波的频率增加了1倍，从而有效地降低了输入电流的高频谐波含量。
减小了前级EMI滤波器的尺寸，而且输入电流iin的平均值接近其峰值，使流经开关S1，S2电流减小，开关的通态损耗降低，进而提高了PFC变换器的功率等级。
图1 交错并联Boost PFC电路图2 PFC电路的电流波形图在断续导电模式下，占空比D恒定不变。
为了减小死区时间对功率因数的影响，占空比越大越好，因此D≤1-α，其中α=VI(pk)/VO，为输入电压峰值VI和输出电压VO的比值。
当α=0.5时，两相交错并联Boost PFC电路的功率因数效果最佳，所以占空比α≤0.5。
图3 PFC电流波形当占空比D≤0.5时，变换器在一个开关周期内有6个工作状态，如图4所示。
(1) 状态a，t0～t1阶段。
开关S1导通，S2关闭，电感L1中的电流从零开始线性上升；电感L2中存储的能量通过D2向负载放电。
该阶段的状态方程为：(1)式中：电感电流iL1，iL2；输出电压VO为状态变量；输入电压VI为输入变量。
(2) 状态b，t1～t2阶段。
开关S1继续导通，S2继续关断，电感L1中的电流继续上升，L2中的电流下降为零。
此时输出电容C0为负载提供能量。
该阶段的状态方程为：(2)(3) 状态c，t2～t3阶段。
开关S1、S2均关断，电感L1中存储的能量通过二极管D1向负载放电，电流iL1开始线性下降，iL2继续为零。
该阶段的状态方程为：(3)(4) 状态d，t3～t4阶段。
开关S1关断，S2导通，电流iL1下降，iL2从零开始上升。
该阶段的状态方程为：(4)(5) 状态e，t4～t5阶段。
开关S1继续关断，S2继续导通，电流iL1下降为零，iL2继续上升。
输出电容C0为负载供电，该阶段的状态方程为：(5)(6) 状态f，t5～t6阶段。
开关S1,S2都关断，电流iL1为零，电流iL2开始线性下降。
该阶段的状态方程为：(6)2 仿真与实验2.1 仿真利用Matlab 7.01建立完整的单相并联交错Boost PFC仿真电路，产生的驱动信号经过移相电路后得到两路相差180°的PWM驱动信号，驱动两个功率管。
开关频率为50 kHz，电感为1.0 mH，交流输入为220 V，直流输出400 V，输出功率约为2.0 kW。
图5是基本Boost PFC输入电流和电感电流波形。
图6是交错Boost PFC移相驱动分立电感输入电流与两电感电流在额定功率下的波形。
图4 变换器在1个开关周期的6个工作状态及其相应的电流流向图5 基本Boost PFC图6 并联交错Boost PFC额定功率下的波形可见，交错Boost PFC方案可行。
相对于基本的Boost PFC而言，分立电感最大电流应力减半但输入电流波形系数差。
2.2 实验在实验室实现了基于通信电源的一次电源中的Boost PFC电路，测试了有关数据。
由移相驱动原理可知，每路脉冲的最大占空比都小于50%，实验结果证明，有关设计是可行的。
实验条件是：交流输入电压范围为85～275 V；输入电流的最大峰值为20 A，直流输出为400 V。
在同等实验条件下，交错式Boost PFC的电感量约是单重Boost PFC电感量的1/4。
3 结语并联交错Boost PFC能够降低功率器件的电应力和输入电流纹波，输出等级成倍的增加。
升压电感可为分立电感，也可耦合电感，电感量约为单重Boost PFC电感量的1/4。
显然在具有良好的校正前提下，可以降低整个功率校正电路的成本。
因此并联交错Boost PFC适用于大电流高功率的应用领域，如列车空调等。
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