平行传输线间串扰的耦合分析
串扰耦合的低频分析有效性及阻抗特性研究
摘 要 从 传 输 线 模 型 出发 ，分 析 二 平行 直 导 线 间 串扰 的 低 频 模 型 有 效 性 ．得 出允
许 ３ Ｂ误 差 的条 件 下 ，低 频模 型 在 工程 计 算 串扰 中 的 电 学 短 线和 频 率足 够 小 的 具 体 ｄ 限值 ； 同时 分 析 了端接 阻抗 大 小 对 串扰 耦 合 的 影 响 。 对 电 磁 兼 容 性 中 的 串扰 耦 合 的
ｃ ＯＳ ｔ １ ｒ Ｓ ａ ｋ
１ 引 言
电子 系统 和 设 备 中 有 大 量 传输 信 号 和 能 量 的 导
上 各 点 电 压 、 流 相 同 Ｉ 。。 一 是 利 用 传 输 线 理 电 论 ， 整 个 频 域 中 研 究 串扰 特 性 ［ 在 ， 称 为 精 确 分 简 析 。 低 频 模 型 分 析 方 便 、 单 。 用 于 电 学 短 线 ０ ２年 ８月
电
波
科
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Ｖ Ｏ ． ７． Ｏ ４ １１ Ｎ ．
Ａｕ ｇｕｓ ２ ０２ ｔ ０
ＣＨ Ｉ ＮＥＳ Ｊ Ｅ ＯＵＲＮＡＬ Ｏ Ｆ ＲＡＤ１ Ｓ ＥＮＣＥ ０ ＣＩ
文 章 编 号 ｉ ０ — ３ ８ ２ ０ ） ４０ ２ — ６ ０ ５０ ８ （ ０ ２ ０ — ４ ６０
Ｔｅ ｈｅ ｓＵ ｎｉ ｅｒ ｉｙ ， ａｎ ａｃ ｒ ｖ ｓ ｔ Ｓｈ ｇｈａｉ ２ ００２３４， Ｃｈｉ ｎａ；
２ Ｄｅ ａ ｔ ｆ Ｐｈ ｉｓ，Ｂｉ ｇｚ ｏ ａ ｈ ｒ ｈ ｏ ，Ｓ ａｎ ｎ ｎ ｈ ｕ ５ ６ ４，Ｃｈ ｎ ） ｐ ｒ．ｏ ｙｓｃ ｎ ｈ ｕＴｅ ｃ ｅ ｓＳｃ ｏ ｌ ｈ ｄｏ ｇ Ｂｉ ｚ ｏ ２ ６ ０ ｉａ
Ｌｌ Ｌ ｉ ＬＩＷ ｅ－ ｉ ｇ ｔ ｉｂ ｎ ＺＨＡＮＧ ａ Ｑｉ ｎ Ｗ ＡＮＧ ｅｇ ｎ Ｘｕ － ａ ｇ
线间串扰和磁场耦合(最全版)PTT文档
低频下线路的互感和自感
• 接地板上方导线的电感
L0.14log4dh [H/ft]
其中： •h－导线与接地板间的距离 •d－导线的直径
低频下线路的互感和自感
• 接地板上方导线的电感
低频下线路的互感和自感
• 接地板上方双导线的互感
M0.07log12D h2 [H/ft]
其中： •h－导线与接地板间的距离 •D－两导线间的距离
线间串扰和磁场耦合
主要内容
• 低频下线路的互感和自感 • 未屏蔽线路间的磁耦合
低频下线路的互感和自感
• 不同频率下的主要串扰类型 h－导线与接地板间的距离
在受影响线路上产生的感应电动势 在接收器负载电阻上的电压，根据串并联分压 低频下线路的互感和自感 低频下线路的互感和自感 低频下线路的互感和自感
aL2 1
1
jL2
Rc Rd
未屏蔽线路间的磁耦合
• 在接收端负载电阻上产生的压降为
Vd 2fM1RicRdRd aL2
• 压降的幅值为
V d2f M 1R cR i dR da2L 2f M 1R cR i dR d
1 1(R c 2L R 22 d)2
感谢观看
• 未屏蔽双导线物理模型 考虑了导线的电感和互感，进一步简化
未屏蔽线路间的磁耦合 考虑了导线的电感和互感，进一步简化 未屏蔽线路间的磁耦合 未屏蔽线路间的磁耦合 在受影响线路上产生的感应电动势 将后一项定义为一个因子 在接收器负载电阻上的电压，根据串并联分压 不同频率下的主要串扰类型 接地板上方双导线的互感 未屏蔽线路间的磁耦合 考虑了导线的电感和互感，进一步简化 未屏蔽线路间的磁耦合 低频下线路的互感和自感 低频下线路的互感和自感 未屏蔽线路间的磁耦合
串扰详解
串扰详解1 串扰问题产生的机理串扰是信号在传输线上传播时，由于电磁耦合而在相邻的传输线上产生不期望的电压或电流噪声干扰，信号线的边缘场效应是导致串扰产生的根本原因。
为了便于分析，下面介绍几个有关的概念。
如图1所示，假设位于A点的驱动器是干扰源，而位于D点的接受器为被干扰对象，那么驱动器A所在的传输线被称之为干扰源网络或侵害网络(Agreessor)，相应的接收器D所在的传输线网络被称之为静态网络或受害网络。
静态网络靠近干扰源一端的串扰称为近端串扰(也称后向串扰)，而远离干扰源一端的串扰称为远端串扰(或称前向串扰)。
由于产生的原因不同将串扰可分为容性耦合串扰和感性耦合串扰两类。
1．1 容性耦合机制当干扰线上有信号传输时，由于信号边沿电压的变化，在信号边沿附近的区域，干扰线上的分布电容会感应出时变的电场，而受害线处于这个电场里面，所以变化的电场会在受害线上产生感应电流。
可以把信号的边沿看成是沿干扰线移动的电流源，在它移动的过程中，通过电容耦合不断地在受害线上产生电流噪声。
由于在受害线上每个方向的阻抗都是相同的，所以50％的容性耦合电流流向近端而另50%则传向远端。
此外，容性耦合电流的流向都是从信号路径到返回路径的，所以向近端和远端传播的耦合电流都是正向的。
对于近端容性耦合串扰，随着驱动器输出信号出现上升沿脉冲，流向近端的电流将从零开始迅速增加，当边沿输入了一个饱和长度以后，近端电流将达到一个固定值。
另外，流向近端的耦合电流将以恒定的速度源源不断地流向近端，当上升沿到达干扰线的接收端，此上升沿会被接受吸收，不再产生耦合电流信号，但是受害线上还有后向电流流向受害线的近端，所以近端的耦合电流将持续两倍的传输延迟。
对于远端容性耦合串扰，由于信号的边沿可看成是移动的电流源，它将在边沿的附近区域产生经互容流进受害线的耦合电流，而产生的耦合电流将有50％与干扰线上的信号同向而且速度相同地流人远端，因此随着干扰线上信号的传输，在受害线上将不断地产生的前向耦合电流而且和已经存在的前向耦合电流不断地叠加，并一同传向远端。
PCB传输线间串扰抑制方法分析
传输线间单位 长度互电 感, Cii ( i = 1, 2, 3) 为单 位长 度上的
自电容, Cm1 Cm2 Cm 3 分别为传输线间单位长度互电容。
将式 (1) 去耦可得二阶微分方程:
52 5z2
V^
(
z)
=
( jX ) 2LC V^ ( z )
( 6a)
52 5z2
I^
(
z)
=
( jX ) 2LC
2 原理
多层 PCB 上的传 输线 可以 用微 带线 和 带状 线建 模 [2] , 本文仅针对普 通的微带线 模型进 行分析。 将 PCB上 两条平 行传 输线放 置在介质 板同一 面, 如图 1 所示, 其中一 条线一 端接有信号源 , 源内阻为 Zs, 另 一端接 有负载, 阻抗 为 Zl, 称 为发射线; 另一条线 两端接负 载, 阻抗分别 为 RNE 和 RNE, 称 为受扰线, 两条传输线有公共接地平 面。传输线 线宽为 w, 线 间距为 s, 长度为 L, 基板相对介电常数为 Er, 基板厚度为 h。
收稿日期: 2009 - 06- 12
杂, 理论分析比较困难。本文利用网络 级联的方法 来分析加 有保护带的传 输线。该 方法将 加保 护带传 输线 等效 为一系 列端口子网络 级联, 各子网络由传输线 部分和接地 柱部分组 成, 传输线部分用传 输线理 论近 似, 金属接 地柱 用阻 抗模型 近似, 求得各子网络 传输矩 阵, 通过 传输矩 阵将 各子 网络级 联得到传输线 终端响应。通过对结果分析发 现, 加 入保护带 能有效的抑制线间串扰 。同时, 保护带参数 ( 接地柱间 距、半 径 )变化对传输线间串扰有明显影响。
根据传输线理 论, PCB 传输 线满 足下 面两 个条 件时, 传 输线上的电压电流可 用多导体传输线方程表示:
平行线缆间串扰的仿真研究
作者简介院段腾飞(1988-)，男，山东济宁人，工程师，研究方向是电磁兼容设计与实验。
E-mail：duannuaa@。
平行线缆间串扰的仿真研究Simulation Research on Crosstalk between Parallel Transmission Lines段腾飞(中国空空导弹研究院,河南洛阳471099)Duan Teng-fei (China Airborne Missile Academy,Henan Luoyang 471099)摘要：该文分析了平行线缆间串扰的相关理论，仿真了不同频率的干扰源产生的近端串扰、远端串扰以及串扰与线间距、线长度的关系。
通过对仿真值和理论值进行对比，证明了仿真方法的正确性，对实际工程应用有一定指导意义。
关键词：平行线缆；串扰；CST；仿真中图分类号：TN817;TN972+.1文献标识码：A文章编号：1003-0107(2019)11-0103-03Abstract:The theories of crosstalk between parallel transmission lines are analyzed,and the characteristics of the near-end and far-end crosstalk are simulated by using CST simulation tool.The comparison of calculation and simulation testifies the effectiveness of the simulation method,which can be taken as a reference in engi-neering research.Key words:Parallel Transmission Lines;Crosstalk;CST;Simulation CLC number:TN817;TN972+.1Document code:AArticle ID ：1003-0107(2019)11-0103-030引言所谓串扰是指邻近的导线之间所产生的电磁耦合，即一根线中的信号耦合到另一根线中成为干扰信号，进而导致系统性能下降甚至无法工作。
高速互连总线结构中多平行传输线间的串扰分析与控制
（ 陕西理 工 学院 物理 与 电信 工程 学 院 ，陕 西 汉 中 ７ ２ ３ ０ ０ ０ ）
摘
要 ：随着数 字芯 片和 系统的 时钟频 率不 断提 高 ， 串 扰 成 为高速 互连 系统设计 、 分析 中不容 忽视 的严 峻 问题 。
为研 究 串行 总 线结构 中多平行 传输 线 间 串扰 的影响 ， 分析 了电信 号 传输 时 串扰 产 生 的机 理 ， 采 用信 号 完整 性 分
ｂ ｅ ｔ ｗｅ ｅ ｎ ｍｕ ｌ ｔ ｉ — ｐ ａ ｒ ａ ｌ ｌ ｅ ｌ ｔ ｒ ａ ｎ ｓ ｍｉ ｓ ｓ ｉ ｏ ｎ ｌ ｉ ｎ ｅ ｓ ｉ ｎ ｔ ｈ ｅ ｂ ｕ ｓ ｓ ｔ ｒ ｕ ｃ ｔ ｕ ｒ ｅ ， ｔ ｈ ｉ ｓ ｐ ａ ｐ ｅ ｒ ａ ｎ ａ ｌ ｙ ｚ ｅ ｄ ｔ ｈ ｅ ｍｅ ｃ ｈ ａ ｎ ｉ ｓ ｍ ｏ ｆ ｃ ｒ ｏ ｓ ｓ ｔ ａ ｌ ｋ ｉ ｎ ｓ ｉ ｇ ｎ ａ ｌ ｔ ｒ ａ ｎ ｓ ｍｉ ｓ — ｓ ｉ ｏ ｎ ａ ｎ ｄ ｅ ｓ ｔ ａ ｂ ｌ ｉ ｓ ｈ ｅ ｄ ａ ｔ ｈ ｒ ｅ ｅ ｐ ａ ｒ ａ ｌ ｌ ｅ ｌ ｔ ｒ ａ ｎ ｓ ｍｉ ｓ ｓ ｉ ｏ ｎ ｌ ｉ ｎ ｅ ｃ ｒ ｏ ｓ ｓ ｔ ａ ｌ ｋ ｍｏ ｄ ｅ ｌ ａ ｎ ｄ ｂ ｕ ｓ ｃ ｉ ｒ ｃ ｕ ｉ ｔ ｍｏ ｄ ｅ ｂ ａ ｓ ｅ ｄ ｏ ｎ ｔ ｈ ｅ ｄ ｉ ｓ ｓ ｅ ｃ ｔ ｉ ｏ ｎ ｏ ｆ Ｈｙ ｐ ｅ ｄ—
关键 词 ：高速 互连 ；平行传输 线 ；串扰 ；Ｈ ｙ ｐ ｅ ｄ ｙ ｎ ｘ ；总线 结构 ；信号 完整性 中图分类 号 ：Ｔ Ｎ ２ ４ ８ ． ４ 文献标 志码 ：Ａ 文章编 号 ：１ ０ ０ １ — ３ ６ ９ ５ （ ２ ０ １ ３ ） １ ２ － ３ ７ ２ ９ — ０ ３
耦合传输线信道传输矩阵建模及串扰抵消效果分析
耦合传输线信道传输矩阵建模及串扰抵消效果分析王亚飞;赵彦晓;杨玮;李学华【摘要】针对高速互连系统中传输线上的串扰问题,基于电磁耦合理论,研究了耦合传输线信道传输矩阵的性质,建立了以下两种情况的耦合传输线信道传输矩阵模型及其矩阵分解形式,分别是:(1)考虑受扰线两边各一条相邻微带线对受扰线的串扰;(2)考虑受扰线两边各两条相邻微带线对受扰线的串扰.给出了上述两种情况下基于耦合传输线信道传输矩阵分解形式的串扰抵消方案,并利用仿真工具ADS对其进行了验证.结果表明:信号抖动和失真大幅下降,串扰抵消效果良好,并且第二种情况下的串扰抵消效果优于第一种情况.该结果说明了在基于耦合传输线信道传输矩阵进行串扰抵消时,考虑两边各两条相邻微带线的串扰效果较好,对保持高速信号完整性具有一定的实际应用价值.【期刊名称】《电子学报》【年(卷),期】2019(047)005【总页数】7页(P1129-1135)【关键词】串扰;耦合传输线信道传输矩阵;微带线【作者】王亚飞;赵彦晓;杨玮;李学华【作者单位】北京信息科技大学信息与通信工程学院,北京100101;北京信息科技大学信息与通信工程学院,北京100101;北京信息科技大学信息与通信工程学院,北京100101;北京信息科技大学信息与通信工程学院,北京100101【正文语种】中文【中图分类】TN8111 引言串扰是四类信号完整性问题之一，在高速互连中，它严重影响信号的传输质量，是一个瓶颈问题[1～4].在传输线间同时存在电场耦合和磁场耦合，在它们的共同作用下就会产生串扰，如图1所示.并且当传输线工作在较高频率时，信号的上升、下降时间较短，由此引发的瞬时电压转换会引起严重的串扰，当两条传输线在布线空间上越接近，产生的串扰会越严重，从而影响信号的传输质量[5].因此，需要减小或者抵消传输线间的串扰.近年来，国内外学者对减小串扰方法进行了研究，其成果主要有两类：一类是通过改变电路板或传输线的物理参数抑制电磁耦合，从而减小串扰[6～9].但是电磁耦合不能从根本上消失，因此这类减小串扰的方法效果有限，特别是在工作频率高、集成度大、电路复杂的情况下，采用这类方法的效果不理想；另一类是通过添加电路结构对信号进行处理来减小串扰[10～14].采用这类方法效果较好，但电路实现较复杂.以上这两类方法的共同目的都是通过减小串扰对整个互连系统的影响来排除串扰对有用信号的干扰，从而保持信号完整性.2011年以来，Oh等人基于无线通信中多输入多输出(Multiple Input Multiple Output，MIMO)技术，提出了利用增益控制放大器和均衡器的串扰抵消方案[15,16]，该方案效果较好，但电路实现复杂，且仅考虑了每边相邻一条传输线对受扰线的串扰，而实际情况是每边不仅一条相邻传输线会产生串扰.实际上，减小串扰的目标就是尽可能地保持信号质量.在MIMO系统中通过改善信道参数对信号进行处理，使信号独立地通过相应信道，就可以实现无干扰传输.基于这一点，Escalante等人采用MIMO系统中线性预编码方案进行串扰抵消[17]，并利用MATLAB软件验证了该方法的有效性，但是没有给出具体的电路实现方案. 在MIMO理论的基础上，文献[18]在互连系统中通过构建耦合传输线信道传输矩阵(Coupled Transmission Lines-Channel Transmission Matrix，CTL-CTM)，提出了3条微带线间的串扰抵消方法，该方法易于实现，并且串扰抵消效果良好，但也仅考虑了每边各一条相邻微带线对受扰线的串扰.在微带线间距等于线宽时，受扰线两边各两条相邻微带线对受扰线串扰占总串扰的95%左右[19]，为了达到更好的串扰抵消效果，需要考虑受扰线两边各两条相邻微带线的串扰.因此，本文基于CTL-CTM矩阵的串扰抵消进行研究，并进行改进.首先研究了CTL-CTM矩阵的构建及其性质，在此基础上分别考虑：①受扰线两边各一条相邻微带线的串扰(下文用“第一种情况”来指代)；②受扰线两边各两条相邻微带线的串扰(下文用“第二种情况”来指代).同时，结合第一种情况的串扰建模，简化了第二种情况的CTL-CTM矩阵，给出了以上两种情况下的串扰抵消方案、电路实现形式以及3条微带线间的串扰抵消结果，最后，进行了对比分析.2 CTL-CTM的构建及其性质由n条耦合微带线组成的互连系统中传输线间的串扰模型如图2所示，传输线上的信号同向传输，考虑电磁耦合而建立的耦合传输线信道传输矩阵如式(1)所示，其中viin(1in)为输入端口信号，viout(1in)为输出端口信号，Hii(ω)(1in)为第i条微带线上的传递函数,Cij(ω)(1in,1jn)为第i条和第j条微带线间的远端串扰传递函数.(1)由电磁耦合的相互性可得，Cij(ω)=Cji(ω)(1in,1jn)，同时考虑各条微带线参数一致，因此，CTL-CTM可简化为式(2).(2)其中，Cij(ω)=-jωτijH11(ω)[16]，τij为串扰耦合系数.根据式(2)，可以得到CTL-CTM的性质如下.性质1： CTL-CTM矩阵为对称矩阵.性质2： CTL-CTM矩阵为复对称矩阵.由于串扰传递函数为复数，所以其为复对称矩阵.性质3： CTL-CTM矩阵为复正规矩阵.由于满足HHH=HHH，所以其为复正规矩阵.串扰抵消的实质是变H矩阵为单位阵，因为HH-1=I(3)因此，对H求逆，然后在传输线的终端构建H-1的电路就可以实现串扰抵消.但是，根据性质2，H为复数矩阵，且当它的阶数大于2时，其逆矩阵的电路实现较复杂，不仅元件数量多，而且会大幅增加阻抗匹配的规模，电路构建困难，不适合大规模串扰抵消，需要考虑其他方法，例如采用矩阵分解重新构建电路结构.根据性质3可知，H属于不同特征值的特征子空间是互相正交的.因此，可以对其进行特征值分解，如式(4)所示.H=UΛUT(4)其中，U为正交矩阵，Λ=diag(λ1,λ2,…，λn)为对角阵，λ1,λ2,…，λn为H的n个特征值.正交矩阵U在电路上容易实现，对角矩阵Λ的逆矩阵也比较容易实现.因此，对H 进行特征值分解再进行串扰抵消电路构建是可行的.3 两种情况下的串扰抵消建模CTL-CTM矩阵的非对角线元素表示串扰，由于串扰主要集中在受扰线与每边相邻的两条传输线之间，更远距离的传输线对受扰线的串扰很小，可以忽略，因此，对CTL-CTM矩阵进行化简、分解并构建串扰抵消电路可以分为以下两种情况.3.1 考虑受扰线每边各一条相邻微带线的串扰一组平行耦合微带线，在只考虑受扰线每边各一条相邻微带线对受扰线的串扰时，串扰关系可以简化为如图3所示(为了图示清晰，只分析中间微带线上的受扰情况，其它受扰情况图中略去)，其上的CTL-CTM可以简化为式(5).(5)其中，C(ω)=-jωτH(ω)，τ为相邻微带线间的串扰耦合系数.式(5)进一步化简，得到(6)式(6)中的Hn×n矩阵为一个对称三对角矩阵，对其进行特征值分解后的特征值如式(7)，特征值对应的特征向量如式(8)[20].(7)v(i)=[U0(αi),U1(αi),…,Un-1(αi)](i=1,2,…,n)(8)其中，为第二类切比雪夫多项式，且有(9)于是，Hn×n矩阵的特征值分解可以表示为(10)其中，Λn×n为Hn×n矩阵所对应特征值λi构成的对角阵；Un×n为特征向量v(i)构成的正交矩阵.在构建串扰抵消电路时，Un×n为正交矩阵，利用线性组合变换就可以实现，Λn×n为对角阵，其逆矩阵可以利用RC微分电路来实现.构建串扰抵消电路后，总的Hn×n矩阵如式(11)所示，串扰抵消目标得以实现.(11)3.2 考虑受扰线每边各两条相邻微带线的串扰文献[16,18]只考虑了受扰线每边各一条相邻微带线对受扰线的串扰，实际情况是在微带线间距等于线宽前提下，每边多条微带线都会对受扰线产生串扰，受扰线左右两侧各相邻一条相邻微带线的串扰约为总串扰的75%，如果考虑其左右两侧各两条相邻微带线的串扰，则约为总串扰的95%.因此，有必要考虑受扰线每边各两条相邻微带线对受扰线的串扰.在受扰线与每边各两条相邻微带线中，以中间微带线上的受扰情况为例，它们之间的串扰关系如图4所示.这时，CTL-CTM可以简化为式(12).(12)其中，B(ω)为第二条相邻微带线对受扰线的远端串扰传递函数.对比式(12)和式(5)可知，扩大考虑每边第二条微带线对受扰线的串扰后，信道传输矩阵不是三对角矩阵，已经不符合第一种情况下直接构建串扰抵消电路的条件，此时，信道传输矩阵的特征值分解没有统一的表达式，需要先求矩阵的特征值，然后再求其特征向量.随着信道传输矩阵中元素的数量增多，矩阵的特征值和特征向量的构成较复杂，从而增加了实现串扰抵消电路的难度.为了实现第二种情况下串扰抵消电路，本小节在相邻微带线串扰耦合系数τ1基础上定义了相邻每边第二条微带线对受扰线的串扰耦合系数τ2，并给出了具体情况下τ1和τ2之间的近似关系，使得第二种情况下的信道传输矩阵中也只含有一个串扰耦合系数τ1，这简化了矩阵并为串扰抵消电路的实现奠定了基础.下面以3条微带线为例，考虑它们每边两条相邻微带线对受扰线的串扰，对应的串扰模型如图5所示.其H矩阵为H3×3(13)其中，τ2为每边第二条相邻微带线对受扰线的串扰耦合系数.其特征值分解形式为(14)其中，特征值和特征向量分别为(15)(16)其中，p，b，q，c的取值如式(17)所示.(17)式(15)与(16)中的矩阵元素取值取决于串扰耦合系数τ1和τ2.在微带线间距等于线宽前提下，受扰线左右两侧第二条微带线的串扰与受扰线左右两侧第一条微带线串扰的比例大致为1:3.75，为获得3阶H3×3矩阵具体的特征值分解结果，取τ2=τ1/3.75，于是，分解后的特征值和正交矩阵分别如式(18)与(19)所示.Λ3×3=(18)(19)此时，如果仅考虑受扰线左右两侧第一条相邻微带线的串扰，也就是不考虑受扰线左右两侧第二条相邻微带线的串扰，3条微带线间的串扰模型如图6所示.这时，B(ω)=0，根据式(15)与式(16)计算出的特征值和正交矩阵如式(20)与式(21)所示，这与3.1节中通过式(7)与式(8)进行计算得到的结果一致.(20)(21)根据以上的理论分析可以看出，这两种情况下串扰抵消电路的结构基本相同，区别在于参数的取值，因此，两种情况可以统一使用如图7所示的串扰抵消通用电路结构[18].4 仿真结果与分析本节利用安捷伦公司的仿真工具ADS(Advanced Design System)验证了串扰抵消效果.调用ADS软件TLines-Microstrip中的MACLIN3模块创建3条平行微带线，微带线的基本参数相同，设置微带线宽w=1mm，微带线间距s=1mm，介质高度d=0.55mm，微带线导体厚度t=70μm，介质相对介电常数εr=4.5，相对磁导率μr=1，介质损耗角正切tanδ=0.02，微带线长度l=40cm，金属为铜，微带线的特性阻抗约为50Ω.按照图7中3条微带线的串扰抵消电路进行仿真布局，根据式(18)和(20)确定RC滤波电路的元件值，设定微带线上输入数据为m序列，速率为6Gbit/s，分别仿真以下两种情况下的眼图：①考虑受扰线两边各一条相邻微带线对受扰线的串扰；②考虑受扰线两边各两条相邻微带线对受扰线的串扰.原始眼图仿真结果如图8所示，眼图基本闭合.两种情况仿真对比结果如图9所示，每一条线中，左图为第一种情况下的眼图，右图为第二种情况下的眼图.从图中可以看出，两种情况下，原来完全闭合的“眼睛”都张开了，眼图的噪声容限得到了提高，信号抖动和失真都到了比较理想的改善，眼图恢复了较好的质量.其中，通过图9的对比结果，可以看出，第二种情况下信号抖动和失真要优于第一种情况，这说明了第二种情况(考虑了相邻每边两条微带线的串扰)与第一种情况(只考虑了相邻每边一条微带线的串扰)相比，“眼睛”张开得更大，信号的完整性保持得更好.由以上结果可知，考虑相邻每边两条微带线的串扰就具有比较理想的串扰抵消效果，因此，没有必要继续增加考虑相邻每边其他微带线的串扰.这一点从式(19)和式(21)对比中也可以得到证实，两式在具体数值上已经比较接近，并且随着间距的增加电磁耦合快速衰减，再继续增加考虑更远微带线对受扰线的串扰意义不大.因此，考虑相邻每边两条微带线的串扰基本满足了微带线上信号完整性的要求.另外，两种情况下实现串扰抵消的电路结构相同，只是参数不同，说明在不增加成本的前提下，第二种情况具有更好的信号改善效果，因此，更具有实际工程价值.5 结语电磁耦合随距离增加而快速衰减，决定了串扰耦合的空间范围.本文研究了CTL-CTM矩阵的性质，在此基础上，给出了考虑受扰线两边各一条相邻微带线的串扰和受扰线两边各两条相邻微带线的串扰这两种情况下的串扰抵消方案，并对其进行了仿真分析.可以看出，信号抖动和失真都有比较理想的改善，信号质量恢复良好，并且第二种情况由于增加考虑了左右两边第二条相邻微带线对受扰线的串扰，串扰抵消效果优于第一种情况，与文献[12,16]报道的方法相比，本方法信号改善效果更好，且电路实现简单，更具有低成本优势.参考文献【相关文献】[1] 朱樟明，钱利波，杨银堂.一种基于纳米级CMOS工艺的互连线串扰RLC 解析模型[J].物理学报,2009,58(4):2631-2636.Zhu Zhang-ming,Qian Li-bo,Yang Yin-tang.A novel interconnect crosstalk RLC analytic model based on the nanometer CMOS technology[J].Acta Physica Sinica,2009,58(4):2631-2636.(in Chinese)[2] Kudo Y,Tobana T,Sasamori T,et al.A study of crosstalk and its suppression between microstrip-lines on a small printed circuit board[J].IEICE Transactions on Communications,2009,92(1):296-303.[3] Fan Jun,Ye Xiao-ning,Kim J,et al.Signal integrity design for high-speed digital circuits:progress and directions[J].IEEE Transactions on ElectromagneticCompatibility,2010,52(2):392-400.[4] Xu Jun,Wang Shuo.Investigating a guard trace ring to suppress the crosstalk due to a clock trace on a 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串扰的耦合途径
串扰的耦合途径
串扰，也称为串扰噪声，是由于电磁场的耦合而在信号传输过程中产生的不期望的噪声电压信号。
这种噪声是由于能量从一条传输线耦合到另一条传输线上所引起的。
串扰的耦合途径主要有三种：电容耦合、电感耦合和辐射耦合。
1. 电容耦合：当两个导体之间存在电容时，一个导体上的电压
变化会导致另一个导体上产生感应电流。
这种感应电流会直接耦合到受扰线路上，从而产生串扰。
电容耦合不仅发生在信号线与信号线之间，还发生在信号线与回流平面之间。
电容的大小与导体之间的距离成反比，距离越近，电容越大，耦合程度也就越高。
2. 电感耦合：电感耦合是由于两个电流回路之间存在互感而产
生的。
当一个回路的电流发生变化时，会在另一个回路上产生感应电压噪声。
这种感应电压噪声会导致信号失真和串扰。
电感耦合的程度与两个回路之间的互感成正比，互感越大，耦合程度越高。
3. 辐射耦合：辐射耦合是由于电磁场辐射而产生的串扰。
当信
号在传输线上传播时，会在周围空间产生电磁场。
如果其他导体处于这个电磁场中，就会受到其影响并产生感应电流或感应电压，从而产生串扰。
辐射耦合属于电磁干扰（EMI）的范畴，需要在电路设计中
进行特殊考虑。
为了减小串扰，可以采取一些措施来降低电容和电感耦合的程度。
例如，在两根相邻信号线之间走一根地线，可以将互容串扰耦合到地线上，从而降低串扰的影响。
此外，增加传输线之间的距离、使用屏
蔽线或增加接地等措施也可以有效地减小串扰。
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平行传输线间串扰的耦合分析
吴聪达路宏敏陈常杰肖壮
（西安电子科技大学，西安，710071）
摘要：串扰是通过两平行传输线之间的容性耦合和感性耦合而产生的。
本文对平行传输线之间的容性耦合和感性耦合建立等效电路模型，并进行仿真和总结。
关键字： 串扰； 容性耦合； 感性耦合
Coupling Analysis on Crosstalk Between Two Parallel
Transmission Lines
Wu congda,Lu hongmin,Cheng changjie,Xiaozhuang
(Xidian University,xi’an city,710071)
Abstract：Crosstalk is induced by capacitive coupling and inductive coupling between two parallel transmission lines. This text set up equivalent circuit model of capacitive coupling and inductive coupling between two parallel transmission lines, with simulation and summarization.
Keywords: crosstalk；capacitive coupling；inductive coupling
1 引言
随着微电子技术和I T产业的发展，速度已成为许多系统设计中最重要的因素。
而随着电子工程师不断把设计推向技术与工艺的极限，串扰分析变得越来越重要。
本文采用容性耦合和感性耦合的电路模型，分析了传输线间的串扰响应并指出了在减少P C B传输线间的串扰应采取的技术措施。
2 串扰理论分析
串扰是指当信号在传输线上传播时，因电磁耦合对相邻的传输线产生的不期望的电压噪声干扰。
过大的串扰可能引起电路的误触发，导致系统无法正常工作。
串扰是由电磁耦合形成的，电磁耦合又可分为容性耦合和感性耦合两种。
因此，当信号在通过一导体传输线时会通过两种方式将能量耦合到相邻的传输线导体上，即容性耦合与感性耦合。
2.1容性耦合
容性耦合是由于干扰传输线（Aggressor Line）上的电压变化通过它与被干扰传输线（Victim Line）之间的互容将能量耦合到被干扰传输线上，从而导致的电磁干扰。
容性耦合模型如图1所示。
作者简介：吴聪达，男，浙江人，生于1980年11月，在西安电子科技大学电子工程专业取得学士学位，现为西安电子科技大学生物医学工程专业硕士研究生。
图1. 容性耦合的等效模型
在两条平行的传输线中截取一小段△x ，两传输线之间的单位长度互容为c m 。
当一电压为v s 的激励信号通过干扰传输线的源端传向负载端时，被干扰传输线上将产生前向耦合电压v f 和后向耦合电
压v b ，它们与激励信号电压v s 之间的关系式为：dt
dv x c Z v Z v s m o f o b D =+，在这里应用基尔霍夫定律，可以得出前向电压等于后向电压，其表达式为，dt
dv x c Z v v s m o b f D ==21。
前向电压产生的脉冲传向被干扰传输线的远端，后向电压产生的脉冲传向被干扰传输线的近端。
设两平行传输线长度为d ，则被干绕传输选远端所积累的干扰电压v FE 为dt dv d c Z v s m o FE 21=。
它的脉冲宽度近似的等于信号的上升沿宽度。
2.2 感性耦合
感性耦合则是由于干扰传输线上的电流变化产生的磁场在被干扰传输线上引起感应电压从而导致的电磁干扰。
感性耦合的等效电路模型如图3所示。
相对容性耦合而言，感性耦合的前向电压和后向电压极性是相反的，即f b v v -=，因此它们之间的关系表达式可表示为 f s b v dt
di x m v +D =。
由于o s s z v i =，因此前向电压和后向电压的表达式分别为dt dv x Z m v s o b D =21，dt
dv x Z m v s o f D =21。
图2. 感性耦合的等效电路模型
干扰信号在上升沿时间通过感性耦合将在被干扰传输线上产生一个正的后向电压和一个负的前向电压。
如图4所示，感性在电压的宽度和幅度变化这点上和容性耦合相似。
所以远端脉冲电压dt dv d Z m v s o FE 21-=，近端脉冲电压为o NE v l
m v 41=。
3 仿真与结论 在通常情况下，容性耦合和感性耦合都是同时发生的，因此远端的串扰可以表示为：dt
dv Z m c Z d v s o m o FE ÷÷øöççèæ-=21。
由于容性耦合和感性耦合对远端产生的串扰极性相反，因此可以互相抵消掉一部分的串扰。
当满足m c m =时，远端串扰就可以全部抵消。
近端串扰系数为
÷ø
öçèæ+=l m c c K m NE 41，因此近端串扰是无法相互抵消的，所以近端串扰总是存在。
而对于非理想地平面或微带传输线，由于感性耦合的影响要大于容性耦合，从而使得远端串扰极性为负、幅值变大。
在电路板中过大的远端串扰幅值会引起数字电路的误触发，导致系统时序的混乱。
这里应用信号完整性分析工具h y p e r l y n x ，对高速电路板上的带状线的远端串扰进行分析。
仿真模型为6层电路板中的内层信号层，两条平行带状线宽6mils ，间距为8mils ，耦合距离为12inchs 。
红色曲线代表干扰传输线上的一上升沿电压波形，蓝色为被干扰传输线的串扰幅值。
被干扰传输线上的串扰峰值达到了668mV ，如果期望的串扰峰值不超过200mV 的话，显然这样的布局无法满足系统的要求，必须进行必要的改进。
图3. 未改进的串扰波形
现在将两线的间距拉大为16mils，可以将串扰峰值减小到326mV，但还是无法满足要求。
再减小参考层与内信号层的间距从10m i l s改为5m i l s；然后重新仿真，结果如图6所示，现在的串扰峰值已经只有71m V了，完全满足系统的要求。
图4.改进后的串扰波形
在数字系统中，相近的传输线都存在串扰。
减短传输线的平行长度，拉大传输线之间的间距，能有效的减小串扰。
对于微带线和带状线，将走线高度限制在高于地线平面10mil以内，并进行有效的端接，就能进一步减小串扰。
这些对于实际应用中减少传输线间的串扰可以起到实际的指导作用。
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