UC384X斜波补偿
斜坡补偿(3842)
图 4 占空比大于 50 %并带坡度补偿
图 5 - m = m2 时 ,电感电流波形
对于 BUC K 电路 , 补偿坡度是 V O/ L , 由于输 出电压恒定 , 所以补偿值便于计算并恒定; 对于 BOOST 电路 ,补偿坡度是 ( V IN - V O) / L , 由于输入 电压随电网变化 ,所以补偿值不恒定 ,这样对于固定 补偿网络 ,很多时候会发生过补偿或补偿不足 ,降低 了电路的性能并导致波形畸变 , 因此 BOOST 电路 通常不采用峰值电流控制而采用平均电流控制的模 式 ,来避免斜坡补偿 。 2. 2 减小尖峰值/ 平均值误差
(4) 计算晶振充电时的坡度 : V OSC = d ( V OSC) / TON = 2/ 12. 3 = 0. 17V/μs ;
(5) 计算斜坡补偿值 ,补偿比例 M 取 0. 75 , R1 = 1kΩ,计算 R2 的值 。
根据式 (2) 得 :
R2
=
R1
V OSC V m2 M
= 3. 8kΩ
图 15 采用射极跟随器减小晶振的输出阻抗
4. 2 参数选择
采用单端正激电路设计的 1000W 通信电源 ,以
UC3846 作为控制芯片 ,交流输入 165～275V ;输出
50V 、20A ; 工作频率 80k Hz ; 匝比 8/ 1 ( N P/ N S) ,检 测电阻 R SENSE = 0. 4Ω;输出电感 L = 40μH ;晶振电 容 CT = lnF ;死区时间 0. 145μs 。
入斜坡补偿有两种方法 , 一种是将斜坡补偿信号加 到电流检测信号中 , 如图 13 所示 ; 另一种是将斜坡 补偿信号从误差电压信号中减去 ,如图 14 所示 。
图 10 斜坡补偿电路
UC384X的斜坡补偿
【原创】UC384X 的斜坡补偿⒈ UC384X 的特点UC3842/UC3843/UC3845是高性能固定频率电流模式的PWM 控制器系列，在这里简称UC384X 。
它们的工作原理和电路结构基本一样，只是个别参数不同。
UC384X 的主要优点是电压调整率可达0.01%/V ，工作频率可达500MHz 。
最高输入电压为30V ，最大输出电流为1A ，能驱动双极型功率管或MOSFET 管。
UC384X 的外围元件少，利用高频变压器实现与电网的隔离。
因此UC384X 通常被用来构成开关电源。
⒉ UC384X 存在的问题当UC384X 构成的开关电源的占空比大于50%时，电路的工作便不稳定。
其原因如下：图1所示为DIP8封装的UC384X 的内部结构图，图2所示为UC384X 的时序图。
由图1、图2可知，在UC384X ○8脚5V 稳定电压通过定时电阻RT 对定时电容CT 充电期间，开关管Q1处于导通状态，漏-源（或集-射）电流呈线性增长，开关管Q1源极电阻RS 上的电流采样电压URS 呈线性升高。
当电流采样电压达到1V 触发电平时，开关管即由导通转为截止，漏-源电流迅速线性降为0，电流采样电压也迅速线性降为0。
电流采样电压URS 波形的上升部分对应于占空比的占用部分，开关管处于导通状态。
波形的下降部分对应于占空比的空置部分，开关管处于截止状态。
当占空比大于50%时，电流采样电压URS波形的上升部分长于下降部分，上升部分的坡度即斜坡变得平缓，占空比越大，斜坡越平缓。
当较平缓的斜坡的顶部接近触发电平时，只要有很小的干扰脉冲混入，例如在tt时刻就有一个干扰脉冲出现（参见图3），开关管即提前截止，结果造成开关电源工作的不稳定。
⒊对UC384X的斜坡补偿为了保证在占空比大于50%时开关电源也能稳定工作，需要对电路进行斜坡补偿，或称斜率补偿。
斜坡补偿有多种方式，图3（a）所示的实例中采用的是将定时电容C1的充电波形与电流采样电压UR5的波形相叠加的方法。
上电检测UC384x系列振荡芯片好坏
上电检测UC384x 系列振荡芯片好坏的方法本例开关电源电路（以中达VFD-B 型22kW 实际电路为原型），根据电路结构特点，可以分为振荡与稳压控制电路、推动级和逆变输出级三部分，划分故障范围和维修。
开关电源故障的检修难点和要点，是判断UC284x 系列振荡芯片的工作状态，是处于正常还是非正常状态。
将原电路中振荡和稳压电路重绘如下图1所示的振荡与稳压电路，所有采用UC284x 系列振荡芯片的开关电源电路，都与此大致相近，由此电路的深入分析，可以找到掌握检修变频器开关电源电路的“金钥匙（规律）”。
本文给出实用的UC284x 系列振荡芯片的上电检测方法，很有用噢。
1、开关电源电路正常工作时，振荡芯片DU2的各脚电压状态NP*图1 UC3842与外围元件构成的振荡（与稳压）电路振荡芯片的各脚电压系变频器待机状态由数字万用表的直流电压挡，测得的实际电压值。
DU6的⑦、⑤脚为供电端，电源起振后由DD52、DC79整流滤波建立的稳定供电电压为17V ，开关电源的实际工作供电一般为16~20V 左右；⑧脚为5V 基准电压输出端，这是一个不随供电电压高低变压的稳定电压值；④脚为振荡锯齿波电压形成端，由于定时电路采用5V 供电，所以该脚电压值也不随芯片供电电源电压而变化。
④、⑧脚电压值是稳定的，不随电源的工作状态而变化。
①、②脚接内部电压误差放大器，当处于闭环稳压控制状态下，2脚电压应该为2.5V 左右，1脚电压在1.65V 左右，由P*、N 端引入DC530V 电源变化或负载电流变化时，这两脚的电压有微弱变化，但瞬间纳入稳压控制下，仍会保持原值（除非因故障原因出离稳压控制范围，而进入电压开环状态）。
③脚为电流采样信号输入端，根据负载电流变化呈现一个随机变化值，一般在0~0.1V左右。
在空载状态，则表现为测量的稳定值，工作时该脚电压会有所上升。
⑥是PWM脉冲输出端，随负载电流变化，输出脉冲的宽度也在随机调整中。
UC384X系列控制工作原理
UC384X系列控制IC的原理、设计技巧（1）UC384X系列是美国原Unitrode公司生产的一种高性能单端输出式电流控制型脉宽调制器，主要用于小功率反激、单端正激电路的设计，在目前市场中仍占空很大的市场份额。
芯片其内部原理框图如图1所示。
UC384X采用固定工作频率脉冲宽度可控调制方式，共有8 个引脚，各脚功能如下：①脚是误差放大器的输出端，外接阻容元件用于改善误差放大器的增益和频率特性；②脚是反馈电压输入端，此脚电压与误差放大器同相端的2.5V 基准电压进行比较，产生误差电压，调整1脚输出电压，与3脚电流波形共同决定控制器输出脉冲宽度；③脚为电流检测输入端，当检测电压超过1V时封锁6脚脉冲，起到保护作用；④脚为定时端，内部振荡器的工作频率由外接的阻容时间常数决定，f=1.72/(RT×CT)；⑤脚为公共地端；⑥脚为推挽输出端，内部为图腾柱式，上升、下降时间仅为50ns 驱动能力为±1A ；⑦脚是直流电源供电端，具有欠、过压锁定功能，芯片功耗为15mW；⑧脚为5V 基准电压输出端，有50mA 的负载能力。
下图为采用UC3842控制IC设计的反激电路原边典型电路，电路工作原理如下所述：启动过程：在图中，HV+为交流电压整流后滤波电容电压或输入直流电压值，当HV+电压建立后，首先通过启动电阻R1、R2提供电流给电容C1充电，C1电压逐渐升高，当C1电压达到UC3842的启动电压门槛值16V时，UC3842开始工作并提供驱动脉冲，由6端输出推动开关管工作，在这个过程中，由于R1、R2提供的电流不足以维持UC3842的工作电流，因此电容C1放电，电容电压逐渐降低，在电容电压降低到3842的截止工作电压（10V）之前，辅助绕组必须提供IC工作的电压。
也就是说在电容C1电压降低到10V之前，辅助绕组通过D1、R3整流后的电压必须超过10V，否则UC3842在C1上电压降低到10V后会停止工作，然后输入电压又通过R1、R2 充电，电容电压升高到16V，周而复始,重复启动。
斜坡补偿电路的选择和参数优化设计(0228_
当占空比大于 0.5 时电路是不稳定的。实际上图 1 就
是占空比大于 0.5 时的电感电流波形，从中可显然看
出：由于电感电流在每一周期结束时，电流不能下降
到零，致使将前一周期的电流变化量带到了下一个周
期，再由于 d >1/2，所以，电流的变化量越来越大，
使得系统不能稳定。
2.2 DCM 模式时，扰动对稳定性的影响
极跟随器，使补偿网络的等效电阻增加，从而减小补
偿网络对工作频率的影响，如图 5(c)所示，但这增加 了电路的复杂程度。实际上，通过合理选择振荡器参
2
数、电流前沿滤波参数和最大占空比的合理选择，应 用简单的阻容补偿网络也可达到满意的补偿效果。下 面就对阻容补偿网络进行深入研究。
R2
C1 CT RT
UC3843
当接入电阻或阻容补偿网络时，定时电容的充电
电路如图 6（b ）所示，则电容 CT 由某下门限电压VTL
充电至某上门限电压VTH 经历的时间 TC2 为
TC2
=
ART CT
ln
5A − VTL 5A −VTH
（6）
其中 A = (R1 + R2 ) (R1 + R2 + RT ) 。
比较式（5）与式（6）可以看出：当 R1 + R2 >> RT
RT 对定时电容 CT 充电，CT 充到一定电压时再通过内
部的电流源放电，CT 上的波形如图 5(d)所示。根据如
图 6(a)所示电路，可得
RT CT
∂VC ∂t
+ VC
=5
（4）
由图 5(d)所示的波形可知：与充电时间相比，放
电时间短得多(当 RT>5 KΩ时）[1]，因此，电容的充电
UC384X斜波补偿
UC384X 的斜坡补偿⒈ UC384X 的特点UC3842/UC3843/UC3845是高性能固定频率电流模式的PWM 控制器系列，在这里简称UC384X 。
它们的工作原理和电路结构基本一样，只是个别参数不同。
UC384X 的主要优点是电压调整率可达0.01%/V ，工作频率可达500MHz 。
最高输入电压为30V ，最大输出电流为1A ，能驱动双极型功率管或MOSFET 管。
UC384X 的外围元件少，利用高频变压器实现与电网的隔离。
因此UC384X 通常被用来构成开关电源。
⒉ UC384X 存在的问题当UC384X 构成的开关电源的占空比大于50%时，电路的工作便不稳定。
其原因如下：图1所示为DIP8封装的UC384X 的内部结构图，图2所示为UC384X 的时序图。
由图1、图2可知，在UC384X ○8脚5V 稳定电压通过定时电阻RT 对定时电容CT 充电期间，开关管Q1处于导通状态，漏-源（或集-射）电流呈线性增长，开关管Q1源极电阻RS 上的电流采样电压URS 呈线性升高。
当电流采样电压达到1V 触发电平时，开关管即由导通转为截止，漏-源电流迅速线性降为0，电流采样电压也迅速线性降为0。
电流采样电压URS 波形的上升部分对应于占空比的占用部分，开关管处于导通状态。
波形的下降部分对应于占空比的空置部分，开关管处于截止状态。
当占空比大于50%时，电流采样电压URS波形的上升部分长于下降部分，上升部分的坡度即斜坡变得平缓，占空比越大，斜坡越平缓。
当较平缓的斜坡的顶部接近触发电平时，只要有很小的干扰脉冲混入，例如在tt时刻就有一个干扰脉冲出现（参见图3），开关管即提前截止，结果造成开关电源工作的不稳定。
⒊对UC384X的斜坡补偿为了保证在占空比大于50%时开关电源也能稳定工作，需要对电路进行斜坡补偿，或称斜率补偿。
斜坡补偿有多种方式，图3（a）所示的实例中采用的是将定时电容C1的充电波形与电流采样电压UR5的波形相叠加的方法。
硬件电路设计规范
辅助电源设计规范2002年7月30日发布2002年7月30日实施艾默生网络能源有限公司前言本规范于2002年7月30日首次发布；本规范起草单位：一次电源、研究管理部技术管理处；本规范执笔人：朱春辉本规范主要起草人：朱春辉；本规范标准化审查人：林攀；本规范批准人：曹升芳本规范修改记录：2005-06-01更改信息表目录摘要 (6)关键词 (6)1来源 (6)2适用范围 (6)3满足技术指标 (7)4设计原则与要求 (7)5实现方案 (8)5.1方案(拓扑)选择 (8)5.2反激变换器实现方式 (8)6电路设计 (9)6.1 控制芯片的选择 (9)6.1.1控制芯片类型 (9)6.1.2选择方法 (10)6.2 384X的外围电路设计 (11)6.2.1 振荡电路 (11)6.2.2基准去耦 (11)6.2.4软启动电路 (12)6.2.5电源去耦 (12)6.3启动控制 (12)6.4启动电路 (13)6.4.1通用设计 (13)6.4.2VCC不带负载 (14)6.4.3VCC同时有其它负载 (14)6.5开关频率的确定 (15)6.6电流采样电路 (15)6.7 变压器的设计 (15)6.8开关管及驱动电路 (16)6.9开关管吸收与钳位电路 (17)6.10整流二极管 (17)6.11整流二极管吸收电路 (17)6.12输出滤波电路 (18)6.13后级稳压 (18)6.14钳位电路 (18)6.15 环路设计 (18)6.15.1环路设计要求 (18)6.15.2不隔离控制的环路设计 (19)6.15.3隔离控制的环路设计 (19)6.16短路保护 (20)6.17输入保护 (20)6.18 安规设计(包括光耦和变压器短路) (21)6.18.1安规距离 (21)6.18.2器件的安规 (21)6.18.3满足安规试验的要求 (21)6.19 EMC设计 (21)6.19.1输入EMI (21)6.19.2静电 (22)6.19.3辐射 (22)6.19.4浪涌 (22)6.20工艺与可生产性 (22)6.20.1工艺 (22)6.20.2可测试性 (22)6.20.3容差设计 (22)6.21其它 (23)7电路调测 (23)8经验案例 (24)8.1H1412M1的串联电阻。
斜率补偿
“斜率补偿”是指用电流控制方式时，将一部分锯齿波电压加到控制信号上，以改进控制特性，包括消除谐波振荡。
开关电源以其高效率、小体积等优点获得了广泛的应用。
近年电流型PWM技术得到了飞速发展。
相比电压型PWM，电流型PWM具有更好的电压调整率和负载调整率，系统的稳定性和动态特性也得到明显的改善。
与电压型PWM比较，电流型PWM控制在保留了输出电压反馈控制外，又增加了一个电流反馈环节，给环路调试带来了一定困难。
这种困难不仅仅是由双环反馈带来的，还要考虑通过电流环引入的谐波干扰。
另外，电流采样信号通常来自于变压器原边，有比较大的开关噪声，特别是对于大功率模块会对环路的稳定性有很大的影响。
电流模式变换器工作在占空比大于50%和连续电感电流的条件下，会产生谐波振荡，这种不稳定性与稳压器的闭环特性无关。
既然是独立于系统环路之外的扰动信号，就可以在保证系统环路稳定并具有一定的系统裕量的前提下，对电流环扰动单独处理。
斜率补偿是比较常用的方法，现将其基本的补偿原理以及实际工作中使用的几种典型电路加以分析整理。
1 谐波振荡产生的原因在t0时刻，开关管导通，使电感电流以斜率m1上升,该斜率是输入电压除以变压器原边电感的函数。
t1时刻，电流取样输入达到由控制电压建立的门限，开关管关断，电流以斜率m2下降,直到下一个振荡周期开始。
如果此时有一个扰动加到控制电压上，产生一个小的,就会出现不稳定情况。
在一个固定的振荡周期内，电流衰减时间减少，最小电流在开关接通时刻(t2)上升了。
接下来电感最小电流在会下一个周期(t3)减小至。
在每一个后续周期，该扰动被m2m1相乘，在开关接通时交替增加和减小电感电流，要经过几个振荡周期电感电流减为零，使过程重新开始。
由图示可知，如果m2/m1大于1，变换器将不能稳定工作。
另一方面，如果采样电流上升斜坡斜率较小，扰动信号同样会叠加上去，如果扰动尖峰过大，叠加之后的信号就会使PWM控制器内电流比较器误触发而翻转。
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UC384X 的斜坡补偿
⒈ UC384X 的特点
UC3842/UC3843/UC3845是高性能固定频率电流模式的PWM 控制器系列，在这里简称UC384X 。
它们的工作原理和电路结构基本一样，只是个别参数不同。
UC384X 的主要优点是电压调整率可达0.01%/V ，工作频率可达500MHz 。
最高输入电压为30V ，最大输出电流为1A ，能驱动双极型功率管或MOSFET 管。
UC384X 的外围元件少，利用高频变压器实现与电网的隔离。
因此UC384X 通常被用来构成开关电源。
⒉ UC384X 存在的问题
当UC384X 构成的开关电源的占空比大于50%时，电路的工作便不稳定。
其原因如下：
图1所示为DIP8封装的UC384X 的内部结构图，图2所示为UC384X 的时序图。
由图1、图2可知，在UC384X ○8脚5V 稳定电压通过定时电阻RT 对定
时电容CT 充电期间，开关管Q1处于导通状态，漏-源（或集-射）电流呈线性增长，开关管Q1源极电阻RS 上的电流采样电压URS 呈线性升高。
当电流采样电压达到1V 触发电平时，开关管即由导通转为截止，漏-源电流迅速线性降为0，电流采样电压也迅速线性降为0。
电流采样电压URS 波形的上升部分对应于占空比的占用部分，开关管处于导通状态。
波形的下降部分对应于占空比的空置部分，开关管处于截止状态。
当占空比大于50%时，电
流采样电压URS波形的上升部分长于下降部分，上升部分的坡度即斜坡变得平缓，占空比越大，斜坡越平缓。
当较平缓的斜坡的顶部接近触发电平时，只要有很小的干扰脉冲混入，例如在tt时刻就有一个干扰脉冲出现（参见图3），开关管即提前截止，结果造成开关电源工作的不稳定。
⒊对UC384X的斜坡补偿
为了保证在占空比大于50%时开关电源也能稳定工作，需要对电路进行斜坡补偿，或称斜率补偿。
斜坡补偿有多种方式，图3（a）所示的实例中采用的是将定时电容C1的充电波形与电流采样电压UR5的波形相叠加的方法。
图中Q2为斜坡补偿三极管。
Q2集电极接至U1（UC384X）○8脚提供的+5V稳定电压。
基极接至U1○4脚。
Q2发射极经电阻R1接至U1○3脚。
显然，Q2接成了射极输出器的形式，将C1的充电波形送入U1○3脚，与功率管送入U1○3脚的电流采样电压UR5相叠加。
由图3（b）可见，C1的充电波形与电流采样电压UR5的波形相叠加后，在t1时刻，两条曲线都为0，相叠加后的幅度也为0。
而在t2时刻，两条曲线相叠加后的幅度大大增加，整个曲线的斜坡坡度增大。
补偿前接近触发电平的斜坡曲线是平缓的，补偿后接近触发电平的斜坡曲线是急速上升的，在同样位置的同样幅度的干扰脉冲，已不能使开关电源提前截止，从而有效的保证了开关电源稳定的工作。
图中R1为隔离电阻，用以限制送入U1○3脚的电流。
⒋斜坡补偿实例
图4所示为一例输入电压为24V，输出电压为12V的开关电源实例。
图中R18为定时
电阻，C15为定时电容，Q2为斜坡补偿管。
U5○8脚输出的5V稳定电压经R18向C15充电，
其充电波形加至Q2基极，Q2发射极输出的充电波形经R17隔离后加至U5○4脚，与由R7
送来的开关管源极的电流采样波形相叠加，实现斜坡补偿。
⒌UC384X的可控式斜坡补偿电路
图5所示为SANTAK-C15KS型高频机中的可控式斜坡补偿电路的简化图。
图中R254为定时电阻，C14为定时电容，Q38为斜坡补偿管。
C14上的充放电波形加至Q38基极，经Q38隔离放大后再经R282、R291加至U4○3脚。
在R282和R291之间接有模拟开关U13D（4066）。
当电路工作于市电状态时，由于市电供电能力较强，U4的占空比小于50%，不需要斜坡补偿。
此时电脑芯片控制模拟开关U13D 处于断开状态，斜坡补偿波形只能经R282加至U4○3脚。
由于R282阻值较大（10K），故斜
坡补偿作用不明显。
当电路工作于逆变状态时，由于电路由电池供电，而电池电压在使用中不断下降，所以U4的占空比也会不断加大而大于50%，这时就需要进行斜坡补偿。
于是电脑芯片控制模拟
开关U13D闭
R282并联。
由
于R291阻值较
小（3K），所以
总的等效电阻
小于3K，斜坡
补偿作用明显
加强。
U4产生的
PWM信号由○6
脚输出，经D61
去掉信号的负值部分，再经R65等限流后加至后级开关管电路。