多路输出反激变换交叉调整率的改善
电源小贴士：同步整流可改善反激式电源的交叉调整率
电源小贴士：同步整流可改善反激式电源的交叉调整
率
当选择一个可从单电源产生多输出的系统拓扑时，反激式电源是一个明智的选择。
由于每个变压器绕组上的电压与该绕组中的匝数成比例，因此可以通过匝数来轻松设置每个输出电压。
在理想情况下，如果调节其中一个输出电压，则所有其他输出将按照匝数进行缩放，并保持稳定。
然而，在现实情况中，寄生元件会共同降低未调节输出的负载调整。
在本电源小贴士中，我将进一步探讨寄生电感的影响，以及如何使用同步整流代替二极管来大幅提高反激式电源的交叉调整率。
例如，一个反激式电源可分别从一个48V输入产生两个1 A的12V输出，如图1的简化仿真模型所示。
理想的二极管模型具有零正向压降，电阻可忽略不计。
变压器绕组电阻可忽略不计，只有与变压器引线串联的寄生电感才能建模。
这些电感是变压器内的漏电感，以及印刷电路板（PCB）印制线和二极管内的寄生电感。
当设置这些电感时，两个输出相互跟踪，因为当二极管在开关周期的1-D部分导通时，变压器的全耦合会促使两个输出相等。
图1该反激式简化模型模拟了漏电感对输出电压调节的影响。
现在考虑一下，当您将100 nH的漏电感引入变压器的两根二次引线，并且将3μH的漏电与初级绕组串联时，将会发生什幺。
这些电感可在电流路径中建立寄生电感，其中包括变压器内部的漏电感以及PCB和其他元件中的电感。
当初始场效应晶体管（FET）关断时，初始漏电感仍然有电流流动，而次级漏电感开启初始条件为0 A的1-D周期。
变压器磁芯上出现基座电压，所有绕组共用。
该基座电压使初级漏电中的电流斜降至0 A，并使次级漏电。
通过设计变压器改善反激变换器的交叉调整率
通过设计变压器改善反激变换器的交叉调整率
毛行奎;陈为
【期刊名称】《低压电器》
【年(卷),期】2007(000)023
【摘要】鉴于变压器性能对多路输出反激变换器的交叉调整率有重要影响,为变换器的关键器件之一,提出了基于有限元数值仿真的任意多路输出变压器的建模方法.基于此模型,结合电路仿真软件研究了变压器分布参数及线圈结构对反激变换器交叉调整率的影响.在此基础上,给出变压器的设计指导原则.实验证明,提出的任意多路输出变压器建模方法不仅使用方便,而且所建模型有足够高的精度;所设计的指导原则可有效提高多路输出变换器的交叉调整率.
【总页数】6页(P8-12,55)
【作者】毛行奎;陈为
【作者单位】福州大学,福建,福州,350002;福州大学,福建,福州,350002
【正文语种】中文
【中图分类】TM461;TM43
【相关文献】
1.改善多路输出开关电源交叉调整率的无源设计方法 [J], 林思聪
2.SPWM控制的交叉反激变换器设计 [J], 夏德印;陈国定;张海亮
3.通过设计变压器改善反激变换器的交叉调整率 [J], 毛行奎;陈为
4.一种原边反馈反激变换器负载调整率优化技术 [J], 谢树杨;王俊峰;马聪;王凯
5.同步整流技术对交叉调整率的改善 [J], 程红丽;刘超
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反激电源多路输出交叉调整率得的问题
反激电源多路输出交叉调整率的产生原因和改进方法。
理论上反激电源比正激电源更使用于多路输出，但实际上反击电源的多路输出交叉调整率比正激电源更难做，这主要是正激后面加了个偶合电感，而反激的漏感不是零。
由于在开关管开通期间，原边电流不断的上升，在Ton结束时达到峰值Ip。
这个电流在开关断开的瞬间，会被传递到副边。
理解交叉调整率非常重要的一点是，传递到副边的电流是如何被副边的多路输出所分配的。
文中会指出最初传递到副边电流的大多数会传递到漏感最小的那一路输出。
如果这一路没有用做开关管PWM的反馈控制，那么它的峰值就会很高。
相反，如果这一路用于开关管PWM的反馈控制，那么其他路的输出就会受到降低。
另外一个于交叉调整率相关的非常重要的特征就是非反馈绕组输出的匝数。
具体来讲，为了保正输出电压在规定的误差范围内，需要增加或减少他们的匝数或者是调节反馈反馈绕组的输出。
为了使所有的输出在一定的误差范围内，这必然会增加调试的时间。
在许多情况下，往往需要增加额外的线性或开关稳压电路来解决由于交叉调整率带来多路输出电压不能达到规定误差范围内的问题。
很多人做反激电源时都遇到这个问题，一路输出稳定性非常好，但多路输出时没有直接取反馈的路的电压会随其他路的负载变化而剧烈变化，这是什么原因呢？原来，在MOS关断，次级输出时能量的分配是有规律的，它是按漏感的大小来分配，具体是按匝比的平方来分配（这个可以证明，把其他路等效到一路就可得出结果）如：5V 3匝，漏感1uH，12V 7匝，如果漏感为（7/3）（平方）*1=5.4uH，则两路输出的电流变化率是一样的，没有交叉调整率的问题，但如果漏感不匹配时，就会有很多方面影响到输出调整率：1.次级漏感，这是明显的；2.输入电压，如果设计不是很连续，则在高压时进入DCM状态，DCM时由于电流没有后面的平台，漏感影响更显著。
改进方法：1.变压器工艺，让功率比较大，电压比较低的绕组最靠近初级，其漏感最小，电压比较高，功率比较小的远离初级，这样就增加了其漏感。
几种开关电源变压器设计计算方法
RCC方式电源变压器设计计算方法在RCC設計中,一般先設定工作頻率,如為50K,然後設定工作DUTY在90V入力,最大輸出時為0.5假設設計一功率為12V/1A1. 最大輸出電流為定格電流的1.2~1.4倍,取1.3倍.2. 出力電力Pout = V out × Iout = 12V×1.3A = 15.6W3. 入力電力Pin = Pout/∩=22.3W(RCC效率∩一般設在65%~75% , 取70%)4. 入力平均電流Iin=Pin/Vdc(INmin)=22.3/85*1.2=0.22( Vin(DCmin) = Vac(Inmin)×1.2)5. T=1/swF=1/50K=20uS Ton=Toff=10uS6. Ipk=Iin入力平均電流*2/DUTY=0.22*2/0.5=0.887. 一次側電感量Lp=Vin(DCmin)*Ton/Ipk=102*10/0.88=1159uH取1160uH8. 選擇磁芯,根据磁芯規格,選擇EI28. Ae=0.85CM^2 動作磁通=2000~2800取2000(當然,這是很保守的作法)9. Np=Ipk*Lp*K/Ae*▲Bm=(0.88*1160*100)/(0.85*2000)=60Ts10. Ns=(Vout+Vf)*Np/Vin(DCmin)=7.6 取8Ts11. 輔助電壓取5V(電晶體) 如功率管使用MOSFET則應設為11V12. Vin(DCmin)/Np=Vb/Nb----Nb=2.94 取3Ts故變壓器的構造如下:Lp=1160uHNp=60TsNs=7TsNb=3Ts以上采用三明治繞法:三明治繞法詳解:所謂三明治就是夾層繞法,因結構如同三明治一樣,所以叫三明治繞法.通常會有兩種繞法:1. 一次側平均法,就是a.最底層繞上一半的圈數,b.然後再繞二次側,c.再繞一次側的另一半.d.再繞Vcc. 最常用的做法還會在二次側上下兩層各加一銅箔或繞線屏蔽.在小功率上會起到Y電容的效果,所以說在小功率上有些人說可以不用Y電容,其實在整體成本上沒有太大的差別.2. 屏蔽繞法, 就是a.最底層繞上與二次相同的圈數,b.然後再繞二次側,c.再繞一次側的其它圈數.d.再繞Vcc. 這種方式很少加屏蔽.當然還有很多種不同的配對方式.但基本原理是一樣的.三明治的真正用意就是減小漏感,人為的在一次與二次之間加上一個寄生電容.用三明治繞法不可以短路为什么？(短路指输出短路保护) 设计参数选取有问题。
多路输出电源的交叉调整率设计
多路输出电源的交叉调整率设计PI ShenZhen什么是多路输出电源什么是多路输出电源？？•一个具有多个电压输出的电源一个具有多个电压输出的电源；；•很多方案都采用二次稳压的方式来满足输出稳压的要求很多方案都采用二次稳压的方式来满足输出稳压的要求。
您也可以这样做，但会增加整个系统的成本但会增加整个系统的成本；；•不采用二次稳压的话不采用二次稳压的话，，只使用单路反馈也可实现输出电压的稳压只使用单路反馈也可实现输出电压的稳压；；•可以认为电源有一个可以认为电源有一个““主”输出输出，，而其它输出认为是而其它输出认为是““辅助辅助””输出输出；；•交叉调整率是指根据不同的负载组合交叉调整率是指根据不同的负载组合，，“辅助”输出的稳压精度情况输出的稳压精度情况；；交叉调整率规格举例•如下为典型的规格要求–5V, 5%, 0.5A 至3A –12V, 10%, 0.1 至0.5A •上面的规格很容易满足上面的规格很容易满足，，因为–最小负载大于最大负载的5-10%–辅助输出的稳压精度为10%5V 精度12V精度如下为稳压精度的另一种表示方式(百分比)5V 精度(要求5%)12V 精度(要求10%)而另一路输出带最小负载时。
•电压已经很好地设定了中心值。
•两路输出精度均满足要求(5% 和10%)•现在如果要求12V 输出满足+/-5% 的精度，怎样改善调整率呢？双路反馈•双路反馈实际上在两路输出的稳压精度上进行了折中度上进行了折中；；•它不会同时改善两路的稳压精度它不会同时改善两路的稳压精度，，或者维持一路精度不变而提高另一路的精度精度。
一个理想的反激电源具有很好的交叉调整率输出电压不会随负载变化；；•输出电压不会随负载变化数值，，因而输出电压的数值取决于变伏特””数值•所有次级具有相同的所有次级具有相同的““圈数/伏特；压器次级的圈数以及输出整流管的电压降压器次级的圈数以及输出整流管的电压降；与理想电源相比，，电压的偏移仅由两个原因产生电压的偏移仅由两个原因产生：：•与理想电源相比–阻性损耗–漏感改善交叉调整率的设计诀窍•低的Vor ；•低的Krp 以降低峰值电流以降低峰值电流；；•绕组间紧密的耦合绕组间紧密的耦合；；•对于低压输出采用铜箔绕制对于低压输出采用铜箔绕制。
一种新型的改善多路输出电源交叉调整率的解决方案
一种新型的改善多路输出电源交叉调整率的解决方案
随着现代技术芯片的复杂度不断增加，对于多路输出电源的交叉调整
率的要求也越来越高，必须以越来越低的误差率获得更高的准确性，从而
实现更加可靠的系统性能。
我们在此提出一种新型的改善多路输出电源交
叉调整率的解决方案：双电压调节率。
双电压调节率的方案如下所示：首先，采用一个控制芯片，控制电源
输出的电压，根据电压的大小，设计不同的电流。
同时，根据采用的控制
芯片，分别设计高压和低压的电流。
在调节电压的过程中，当高压和低压
的电流随电压的变化而变化时，交叉调整率会随之变化，这样就可以实现
更低的交叉调整率。
另外，可以通过选择适当的电阻值来控制电源输出的电压，由此可以
实现较高的精度，进而改善交叉调整率。
在改变电流的同时，也可以调节
电压，达到更高的精度，这样可以改善多路输出电源的交叉调整率。
此外，在使用双电压调节率的方案时，由于电流的变化在一定范围内，因此可以实现较低的功耗。
而且，相比一般的调节方案，双电压调节率可
以提高系统的可靠性。
总之，新型的双电压调节率的方案可以有效改善多路输出电源的交叉
调整率，可以获得较高的精度。
一种新型的改善多路输出电源交叉调整率的解决方案
一种新型的改善多路输出电源交叉调整率的解决方案一种新型的改善多路输出电源交叉调整率的解决方案随着科技的迅猛发展和人们对电子产品性能要求的不断提升，多路输出电源交叉调整率的问题日益凸显。
在这种背景下，研究人员们提出了一种新型的改善多路输出电源交叉调整率的解决方案，为今后电子产品的设计和制造提供了重要的参考和借鉴价值。
本文将就该解决方案进行深入探讨，旨在为读者提供全面、深入和高质量的了解。
1. 背景介绍随着移动互联网、物联网等新兴领域的迅速发展，对电子产品的性能要求越来越高。
在多路输出电源中，交叉调整率是一个至关重要的参数，它反映了各路输出电压之间的相互影响程度。
传统的调整方式往往存在不足，难以满足现代电子产品对精密度和稳定性的要求。
亟需一种新型的解决方案来改善多路输出电源的交叉调整率。
2. 问题分析多路输出电源存在交叉调整率问题的主要原因在于各路输出电压之间存在耦合效应，变化一路输出电压会对其他路输出电压产生不同程度的影响。
这种交叉调整率不仅会降低电子产品的性能和稳定性，还会增加产品的能耗和热量，对产品的可靠性和安全性造成潜在威胁。
3. 解决方案介绍新型的改善多路输出电源交叉调整率的解决方案主要包括以下几个方面：(1) 创新的电路设计通过对多路输出电源的电路结构进行重新设计和优化，采用新型的耦合抑制技术和反馈控制策略，有效降低各路输出电压之间的耦合效应，从而改善交叉调整率。
(2) 高效的软件算法引入先进的软件算法，对多路输出电源进行智能控制和精准调节，提高系统的稳定性和响应速度，减小交叉调整率的影响。
(3) 精密的元器件选择选用高品质的电子元器件，如低漏感电感、高稳定性电容等，以提高系统的抗干扰能力和精密度。
4. 应用前景和个人观点新型的改善多路输出电源交叉调整率的解决方案为电子产品的发展带来了新的机遇和挑战。
在未来，该技术将有望广泛应用于移动通信设备、医疗器械、智能家居等领域，为人们的生活带来更便捷、更高效的体验。
基于 PWM-PD 的多路输出直流变换器改进研究
基于 PWM-PD 的多路输出直流变换器改进研究付光杰;史孟丽;牟海维;齐金华【摘要】A PWM-PD-based multiple output DC converter wasproposed ,which improves circuit ’ s output reg-ulation while using few controllable switches to get more outputs .The output voltage ’ s load effect parameters from experiments verify the feasibility of this method .%提出了一种基于脉宽调制-脉宽延迟控制技术（ PWM-PD）的多路输出直流变换器，在利用较少的可控器件获得较多可控输出的同时，能有效改善电路的输出调整率。
通过实验得到输出电压的负载效应参数，验证该方法的可行性。
【期刊名称】《化工自动化及仪表》【年(卷),期】2014(000)005【总页数】8页(P513-519,601)【关键词】脉宽调制-脉宽延迟;直流变换器;多路输出;交叉调整率【作者】付光杰;史孟丽;牟海维;齐金华【作者单位】东北石油大学，黑龙江大庆 163318;东北石油大学，黑龙江大庆163318;东北石油大学，黑龙江大庆 163318;大庆油田电力集团供电公司，黑龙江大庆 163000【正文语种】中文【中图分类】TH865多路输出开关电源在很多复杂的电子系统中都有广泛的应用，通常将多路输出开关电源输出电压低、输出电流变化范围较大的一路作为主电路进行反馈调节控制，以保证当输入电压和负载变化时低电压输出端的电压稳定和系统正常工作。
当其他参数确定时，一个输出电压的变化会引起另一个输出电压的变化，出现交叉调整率。
在电路的可靠性、效率和复杂性不变的情况下，改善电路的交叉调整率已经成为该领域的研究热点之一[1，2]。
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多路输出反激变换交叉调整率的改善
Joe Marrero 国半电源管理部首席工程师 Hqeepower 译
摘要： 交叉调整率严重限制了反激变换在多路输出中的应用。本文提出了一种通过 增加副边小电感来改善交叉调整率的方法。 这些小电感用于控制在主开关关断期 间副边电流的变化率。 通过对电流变化率的控制，从而提供多路输出反激变换的 线性交叉调整率和负载交叉调整率。 简介： 理论上来讲反激变换的交叉调整率比正激变换好， 但由于正激变换后边多 增加了一个储能电感。因此，实际上正激变换的交叉调整率比反激的好。由于在 开关管开通期间，原边电流不断的上升，在 Ton 结束时达到峰值 Ip。这个电流 在开关断开的瞬间，会被传递到副边。理解交叉调整率非常重要的一点是，传递 到副边的电流是如何被副边的多路输出所分配的。 文中会指出最初传递到副边电 流的大多数会传递到漏感最小的那一路输出。如果这一路没有用做开关管 PWM 的反馈控制，那么它的峰值就会很高。相反，如果这一路用于开关管 PWM 的反 馈控制，那么其他路的输出就会受到降低。 另外一个于交叉调整率相关的非常重要的特征就是非反馈绕组输出的 匝数。具体来讲，为了保正输出电压在规定的误差范围内，需要增加或减少他们 的匝数或者是调节反馈反馈绕组的输出。为了使所有的输出在一定的误差范围 内，这必然会增加调试的时间。在许多情况下，往往需要增加额外的线性或开关 稳压电路来解决由于交叉调整率带来多路输出电压不能达到规定误差范围内的 问题。 双路输出的交叉调整率 为了弄清楚当开关管关断时 ， 电流传电是怎样分配的这样一个问题，我们把没 有参加反馈的第二路输出 Vo2 反射到参加反馈的第一路输出 Vo1 中去，参见图 1 和图二。 这里假设 第二路输出的漏感是第一路输出漏感的两倍。即 Ll2=2Ll1. 我们注意到，如果 Vd1=Vd2=Vd,那么，在漏感两端产生的压降是相等的。其 两端的压降为 Vo=Vs-(Vo1+Vd). 那么只要，主开关管一关断，电流就会按照法 拉第定律分配：（公式见原文，建议自己推一下）
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对于方程推导出的结论， 由于 Vo 是时间的函数，因而，实际来说是不会成立的。 但是为了理解漏感对交叉调整率的影响，我们假认为 Vo 是不随时间变化的。 相似的过程，我么可以推出 I1＝mt 这样个公式。
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环球电源论坛Leabharlann 根据法拉第定律，我们可以这到这两路输出的电流变化率相同 见 Fig6. I1=I2= Vo t Lext1
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比较两个方程。
由于 Vo2>>Vo1, 假定 VO2=50V, Vo1=5v,那么 Ns2=10Ns1. 因而，两者变比的平方为 1：100 经过推导，我们会得出 I2=50I1 ,这样一个结论。
因而，流过 Vo2 的初始电流会是 Vo1 的 50 倍。这就会导致 Vo2 的电压远高于 50V。这个效果可以从原文的图 3 看出。
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由于电流变化率相同， 因而峰值检测就会大大的缩小。这就是改善交叉调整率问 题的方法。
对于多路输出的情况： 可以采取相似的方法分析多路输出的案子，见 Fig.7 将多路输出反射到反馈绕组（Vo1）,然后选用按下列公式选用外接电感： N N N Lext1= s1 Lext 2 = s1 Lext 3 = ... = s1 Lextn N s2 N s3 N sn 这将保证所有输出的电流变化率相同， 通过减小他们的过冲或者欠压从而从而提 高交叉调整率。 过去我们为了使我们的多路输出都能在一定的误差范围内， 我们一定要花心思去 选择合适的反馈输出， 即图中的 Vo1， 但如果使用这种技术， 也会减小这种麻烦。
当 I1 电流最终上升到等于负载电流 Io＋给电容的充电电流 Ic 时， 反馈型号会停 止占空比，但这时第二路就会出现非常严重的过冲。 改善交叉调整率的方法： 方法： 如果我们在副边输出的每一路外加一电感，如原文图 4，通过这个电感 调节每路输出的电流变化率相同，那么将不会有或者只有很小的峰值。 需要注意的是：Lext2>>Lleakage2 Lext1>>Lleadage1 为了降低成本， Lext1 可以用一匝 MPP 或铁粉心磁心，Lext2 用相似的磁心， 而且其感量为： N Lext2= s1 Lext1 N s2 那么现在的等效电路就会如下图所示。