多路输出单端反激式开关电源设计原理
反激式开关电源设计详解
反激式开关电源设计详解一、工作原理1.开关管控制：反激式开关电源中，开关管起到了关键的作用。
当输入电压施加在开关管上时，开关管处于导通状态，此时电流流经变压器和输出电路，能量存储在变压器核心中。
当输入电压施加在开关管上时，开关管处于截止状态，此时能量释放，通过一对二极管和电容器形成输出脉冲电流。
2.变压器作用：反激式开关电源中的变压器主要用于将输入电压转换为所需的输出电压。
在导通状态下，输入电压施加在变压器的一侧，能量存储在变压器的磁场中。
在截止状态下，变压器的磁场崩溃，能量释放到输出电路中。
3.输出电路过滤：输出电流通过一对二极管和电容器形成脉冲电流。
为了使输出电流更加稳定，需要通过电容器对输出电流进行滤波，降低脉冲幅度，使输出电压更加平稳。
二、基本结构1.输入滤波电路：由于输入电源通常含有较多的噪声和干扰，为了保障开关电源的正常工作，需要在输入端添加一个滤波电路，通过滤波电容和电感将输入电压的尖峰和噪声滤除。
2.开关控制电路：开关控制电路用于对开关管进行控制，使其在合适的时机打开和关闭。
常见的控制方式有定时控制和反馈控制两种。
3.开关管：开关管在反激式开关电源中起到了关键的作用。
常见的开关管有MOS管、IGBT管等，其特性包括导通损耗、截止损耗和开关速度等。
4.变压器：变压器用于将输入电压变换为所需的输出电压。
同时，变压器还能起到隔离输入电源和输出负载的作用，保护负载。
5.输出整流滤波电路：输出整流滤波电路用于对输出电流进行整流和滤波，使输出电压更加稳定。
三、常见设计方法1.脉冲宽度调制（PWM）控制：PWM是一种常用的反激式开关电源控制方法，通过控制开关管的导通时间来调节输出电压和电流。
PWM控制能够实现较高的效率和较低的输出波纹，但需要一定的控制电路。
2.变压器匹配设计：在设计反激式开关电源时，需要合理选择变压器的匝数比，以实现所需的输入输出电压转换。
同时，还需要考虑变压器的大小和功耗。
多路输出单端反激式开关电源设计原理
绕组的一部分，因此能减小这些绕组的漏感，可以避免因漏感使12V、24V输出电路中的滤波电容被尖峰电压充电到峰值，即产生所谓的峰值充电效应，从而引起输出电压不稳定。这里将5V绕组作为次级的始端。对于多输出高频变压器，各输出绕组的匝数可以取相同的每伏匝数。每伏匝数nO可以由下式确定： 其单位是匝／VO将NS取5匝，UO1=5V，UF1=0.4V(肖特基整流管导通压降)代入上式得到nO=0.925匝／V。对于24V输出，已知UO2=24V，UF2=0.4V，则该路输出绕组匝数为NS2=0.925 匝／V×(24V十0.4V)=22.57匝，实取22匝。对于12V输出，已知UO3=12V，UF2=0.4V，则该路输出绕组匝数为NS2=0.925匝／V ×(12V+0.4V)=11.47匝，实取11匝。对于反馈绕组，已知UF=12V，UF3=0.7V(硅快速恢复整流二极管导通压降)，则该路输出绕组匝数为NS2=0.925匝／V×(12V+0.4V)=11.47匝，实取11匝。确定初／次级导线的内径首先根据初级层数d、骨架宽度b和安全边距M，利用下式计算有效骨架宽度bE(单位是mm)：bE=d(b-2M) (7)将d=2，b=8.43mm，M=0代入上式可得bE=16.86mm。利用下式计算初级导线的外径(带绝缘层)DPM：DPM=bE／NP (8)将bE=16.86mm，NP=78匝代人得DPM=0.31mm，扣除漆皮厚度，裸导线内径DPM=0.26mm。与直径0.26mm接近的公制线规为0.28mm，比0.26mm略粗完全可以满足要求，而0.25mm的公制线规稍细，不宜选用。而次级绕组选用与初级相同的导线，根据电流的大小，采用多股并绕的方法绕制。试验数据该开关电源的输人特性数据见表1，在u=85～245V的宽范围内变化时，主路输出UO1=5V(负载为65Ω)的电压调整率SV=±0.2％，输出纹波电压最大值约为67mV；辅助输出UO2=24V(负载为250Ω)，输出纹波电压最大值约为98mV；辅助输出UO3=12V(负载为100Q)，输出纹波电压最大值约为84mV。
单端反激式多路开关电源设计
单端反激式多路开关电源设计电源为所有的电子电气产品提供必要的能源,它需要持续稳定的输出。
其中在小功率电器中应用最广泛的就是开关电源。
开关电源是电力电子领域研究的重要课题,将电能通过功率变换器,变换为各种满足需求的电能。
它的显著特点便是高效节能,契合了当今社会各行各业环保节能的大环境,因此得到研究人员的高度重视,各实验室都在不断推进对开关电源的研究。
本文对单端反激式多路开关电源进行了深入的研究。
反激式开关电源的优点有:电路结构清晰简洁,能够高效率的提供多路DC输出;能量转换的效率较高,低损耗;变压器匝数比值较小;电压调整率低,电路输出相对稳定。
反激式开关电源也存在一定的问题,如有害的输出噪声以及较大的输出纹波等。
本文分析了造成反激式开关电源输出纹波大的两个主要原因:(1)变压器磁芯尺寸的差异导致变压器电感值的不同,进而引起输出电压纹波较大的变化。
(2)反激变压器参数设计不精准、反馈调节信号响应滞后以及电源主电路设计问题导致输出电压不稳定。
针对变压器磁芯尺寸选择的问题,本文研究了变压器设计的3种计算方法,选取了较为合适的AP法,依据计算出的AP值查表找到最接近的磁芯,使得输出纹波变小。
针对反激变压器参数设计不精准的问题,首先查找变压器磁芯尺寸表得到一些参数,经过相关计算得出变压器其他参数,再根据实际测试结果微调参数,最终使得开关电源产生稳定的输出。
对于反馈调节信号响应滞后的问题,本文设计了双闭环结构,它在常规的电压环控制(即采样输出信号送入主电源芯片调节输出PWM波)基础上增加了电流反馈内环,采样开关管的电流信号后转换为电压信号送至电源芯片控制PWM波。
对于主电路设计的问题,本文采用电源芯片FA13844,它具有低功耗,高效率的特点,设计出的主控电路结构清晰、稳定。
在解决上述问题以后,我们完成了反激式开关电源原理图设计及的PCB制作,焊接了实际电路,以及手工绕制高频变压器。
通过反复修正变压器及电路参数,测试输出电压的纹波、电压调整率及负载调整率,最终完成了单端反激式多路开关电源。
(完整版)单端反激式开关电源的设计..
《电力电子技术》课程设计报告题目：单端反激式开关电源的设计学院：信息与控制工程学院一、课程设计目的（1）熟悉Power MosFET的使用；（2）熟悉磁性材料、磁性元件及其在电力电子电路中的使用；（3）增强设计、制作和调试电力电子电路的能力；二、课程设计的要求与内容本课程设计要求根据所提供的元器件设计并制作一个小功率的反激式开关电源。
我设计的是一个输入190V，输出9V/1.1A的反激式开关电源，要求画出必要的设计电路图，进行必要的电路参数计算,完成电路的焊接任务。
有条件的可以用protel99 SE进行PCB电路板的印制。
三、设计原理1、开关型稳压电源的电路结构（1）按驱动方式分，有自激式和他激式。
（2）按DC/DC变换器的工作方式分：①单端正激式和反激式、推挽式、半桥式、全桥式等；②降压型、升压型和升降压型等。
（3）按电路组成分，有谐振型和非谐振型。
（4）按控制方式分：①脉冲宽度调制(PWM)式；②脉冲频率调制(PFM)式；③PWM与PFM混合式。
DC/DC变换器用于开关电源时，很多情况下要求输入与输出间进行电隔离。
这时必须采用变压器进行隔离，称为隔离变换器。
这类变换器把直流电压或电流变换为高频方波电压或电流，经变压器升压或降压后，再经整流平滑滤波变为直流电压或电流。
因此，这类变换器又称为逆变整流型变换器。
DC/DC变换器有5种基本类型：单端正激式、单端反激式、推挽式、半桥式和全桥式转换器。
下面重点分析隔离式单端反激转换电路，电路结构图如图1所示。
图1 电路结构图电路工作过程如下：当M1导通时，它在变压器初级电感线圈中存储能量，与变压器次级相连的二极管VD处于反偏压状态，所以二极管VD截止，在变压器次级无电流流过，即没有能量传递给负载；当M1截止时，变压器次级电感线圈中的电压极性反转，使VD导通，给输出电容C充电，同时负载R上也有电流I 流过。
M1导通与截止的等效拓扑如图2所示。
图2 M1导通与截止的等效拓扑2、反激变换器工作原理基本反激变换器如图3所示。
一款多路输出单端反激式开关电源的电路设计方案
多路输出电源对于电源应用者来讲，一般都希望其所选择的新巨电源产品为“傻瓜型”的，即所选择的电源电压只要负载不超过电源最大值，无论系统的各路负载特性如何变化，而各路电源电压依然精确无误。
仅就这一点来讲，目前绝大多数的多路输出电源是不尽人意的。
为了更进一步说明多路输出电源的特性，首先从图1所示多路输出开关电源框图讲起。
从图1可以看到，真正形成闭环控制的只有主电路Vp，其它Vaux1、Vaux2等辅电路都处在失控之中。
从控制理论可知，只有Vp无论输入、输出如何变动(包括电压变动，负载变动等)，在闭环的反馈控制作用下都能保证相当高的精度(一般优于0.5%)，也就是说Vp在很大程度上只取决于基准电压和采样比例。
对Vaux1，Vaux2而言，其精度主要依赖以下几个方面：1)T1主变器的匝比，这里主要取决于Np1：Np2或Np1：Np32)辅助电路的负载情况。
3)主电路的负载情况注：如果以上3点设定后，输入电压的变动对辅电路的影响已经很有限了。
图1在以上3点中，作为一个具体的开关电源变换器，主变压器匝比已经设定，所以影响辅助电路输出电压精度最大的因素为主电路和辅电路的负载情况。
在开关电源产品中，有专门的技术指标说明和规范电源的这一特性，即就是交叉负载调整率。
为了更好地讲述这一问题，先将交叉负载调整率的测量和计算方法讲述如下。
电源变换器多路输出交叉负载调整率测量与计算步骤1)测试仪表及设备连接。
2)调节被测电源变换器的输入电压为标称值，合上开关S1、S2…Sn，调节被测电源变换器各路输出电流为额定值，测量第j路的输出电压Uj，用同样的方法测量其它各路输出电压。
3)调节第j路以外的各路输出负载电流为最小值，测量第j路的输出电压ULj。
4)按式(1)计算第j路的交叉负载调整率SIL。
SIL=×100%(1)式中：ΔUj为当其它各路负载电流为最小值时，Uj与该路输出电压ULj之差的绝对值；Uj为各路输出电流为额定值时，第j路的输出电压。
(整理)反激式开关电源变压器设计原理.
反激式开关电源变压器设计原理(Flyback Transformer Design Theory)第一节. 概述.反激式(Flyback)转换器又称单端反激式或"Buck-Boost"转换器.因其输出端在原边绕组断开电源时获得能量故而得名.离线型反激式转换器原理图如图.一、反激式转换器的优点有:1. 电路简单,能高效提供多路直流输出,因此适合多组输出要求.2. 转换效率高,损失小.3. 变压器匝数比值较小.4. 输入电压在很大的范围内波动时,仍可有较稳定的输出,目前已可实现交流输入在 85~265V间.无需切换而达到稳定输出的要求.二、反激式转换器的缺点有:1. 输出电压中存在较大的纹波,负载调整精度不高,因此输出功率受到限制,通常应用于150W以下.2. 转换变压器在电流连续(CCM)模式下工作时,有较大的直流分量,易导致磁芯饱和,所以必须在磁路中加入气隙,从而造成变压器体积变大.3. 变压器有直流电流成份,且同时会工作于CCM / DCM两种模式,故变压器在设计时较困难,反复调整次数较顺向式多,迭代过程较复杂.第二节. 工作原理在图1所示隔离反驰式转换器(The isolated flyback converter)中, 变压器" T "有隔离与扼流之双重作用.因此" T "又称为Transformer- choke.电路的工作原理如下:当开关晶体管 Tr ton时,变压器初级Np有电流 Ip,并将能量储存于其中(E = LpIp / 2).由于Np与Ns极性相反,此时二极管D反向偏压而截止,无能量传送到负载.当开关Tr off 时,由楞次定律 : (e = -N△Φ/△T)可知,变压器原边绕组将产生一反向电势,此时二极管D正向导通,负载有电流IL流通.反激式转换器之稳态波形如图2.由图可知,导通时间 ton的大小将决定Ip、Vce的幅值:Vce max = VIN / 1-DmaxVIN: 输入直流电压 ; Dmax : 最大工作周期Dmax = ton / T由此可知,想要得到低的集电极电压,必须保持低的Dmax,也就是Dmax＜0.5,在实际应用中通常取Dmax = 0.4,以限制Vcemax ≦ 2.2VIN.开关管Tr on时的集电极工作电流Ie,也就是原边峰值电流Ip 为: Ic = Ip = IL / n. 因IL = Io,故当Io一定时,匝比 n的大小即决定了Ic 的大小,上式是按功率守恒原则,原副边安匝数相等 NpIp = NsIs而导出. Ip亦可用下列方法表示:Ic = Ip = 2Po / (η*VIN*Dmax) η: 转换器的效率公式导出如下:输出功率 : Po = LIp2η / 2T输入电压 : VIN = L di / dt设di = Ip,且 1 / dt = f / Dmax,则:VIN = LIpf / Dmax 或 Lp = VIN*Dmax / Ipf则Po又可表示为 :Po = ηVINf DmaxIp2 / 2f Ip = 1/2ηVINDmaxIp∴ Ip = 2Po / ηVINDmax上列公式中 :VIN : 最小直流输入电压 (V)Dmax : 最大导通占空比Lp : 变压器初级电感 (mH)Ip : 变压器原边峰值电流 (A)f : 转换频率 (KHZ)图2 反激式转换器波形图由上述理论可知,转换器的占空比与变压器的匝数比受限于开关晶体管耐压与最大集电极电流,而此两项是导致开关晶体成本上升的关键因素,因此设计时需综合考量做取舍.反激式变换器一般工作于两种工作方式 :1. 电感电流不连续模式DCM (Discontinuous Inductor Current Mode)或称 " 完全能量转换 ": ton时储存在变压器中的所有能量在反激周期 (toff)中都转移到输出端.2. 电感电流连续模式CCM ( Continuous Inductor Current Mode) 或称 " 不完全能量转换 " : 储存在变压器中的一部分能量在toff末保留到下一个ton周期的开始.DCM和CCM在小信号传递函数方面是极不相同的,其波形如图3.实际上,当变换器输入电压VIN 在一个较大范围内发生变化,或是负载电流IL在较大范围内变化时,必然跨越着两种工作方式.因此反激式转换器要求在DCM / CCM都能稳定工作.但在设计上是比较困难的.通常我们可以以DCM / CCM 临界状态作设计基准.,并配以电流模式控制PWM.此法可有效解决DCM时之各种问题,但在 CCM时无消除电路固有的不稳定问题.可用调节控制环增益编离低频段和降低瞬态响应速度来解决CCM时因传递函数 " 右半平面零点 "引起的不稳定.DCM和CCM在小信号传递函数方面是极不相同的,其波形如图3.图3 DCM / CCM原副边电流波形图实际上,当变换器输入电压VIN在一个较大范围内发生变化,或是负载电流 IL在较大范围内变化时,必然跨越着两种工作方式.因此反激式转换器要求在DCM / CCM都能稳定工作.但在设计上是比较困难的.通常我们可以以DCM / CCM临界状态作设计基准.,并配以电流模式控制PWM.此法可有效解决DCM时之各种问题,但在CCM时无消除电路固有的不稳定问题.可用调节控制环增益编离低频段和降低瞬态响应速度来解决CCM时因传递函数 " 右半平面零点 "引起的不稳定.在稳定状态下,磁通增量ΔΦ在ton时的变化必须等于在"toff"时的变化,否则会造成磁芯饱和.因此,ΔΦ = VIN ton / Np = Vs*toff / Ns即变压器原边绕组每匝的伏特/秒值必须等于副边绕组每匝伏特/秒值.比较图3中DCM与CCM之电流波形可以知道:DCM状态下在Tr ton期间,整个能量转移波形中具有较高的原边峰值电流,这是因为初级电感值Lp相对较低之故,使Ip急剧升高所造成的负面效应是增加了绕组损耗(winding lose)和输入滤波电容器的涟波电流,从而要求开关晶体管必须具有高电流承载能力,方能安全工作.在CCM状态中,原边峰值电流较低,但开关晶体在ton状态时有较高的集电极电流值.因此导致开关晶体高功率的消耗.同时为达成CCM,就需要有较高的变压器原边电感值Lp,在变压器磁芯中所储存的残余能量则要求变压器的体积较DCM时要大,而其它系数是相等的.综上所述,DCM与CCM的变压器在设计时是基本相同的,只是在原边峰值电流的定义有些区别 ( CCM时 Ip = Imax - Imin ).第三节 FLYBACK TANSFORMER DESIGN一、FLYBACK变压器设计之考量因素:1. 储能能力.当变压器工作于CCM方式时,由于出现了直流分量,需加AIR GAP,使磁化曲线向 H 轴倾斜,从而使变压器能承受较大的电流,传递更多的能量.Ve: 磁芯和气隙的有效体积.or P = 1/2Lp (Imax2 - Imin2)式中Imax, Imin ——为导通周期末,始端相应的电流值.由于反激式变压器磁芯只工作在第一象限磁滞回线,磁芯在交、直流作用下的B.H效果与AIR GAP大小有密切关联,如图4.在交流电流下气隙对ΔBac无改变效果,但对ΔHac将大大增加,这是有利的一面,可有效地减小CORE的有效磁导率和减少原边绕组的电感.在直流电流下气隙的加入可使CORE承受更加大的直流电流去产生HDC,而BDC却维持不变,因此在大的直流偏置下可有效地防止磁芯饱和,这对能量的储存与传递都是有利的. 当反激变压器工作于CCM时,有相当大的直流成份,这时就必须有气隙.外加的伏秒值,匝数和磁芯面积决定了B轴上ΔBac值; 直流的平均电流值,匝数和磁路长度决定了H轴上HDC值的位置. ΔBac对应了ΔHac 值的范围.可以看出,气隙大ΔHac就大. 如此,就必须有足够的磁芯气隙来防止饱和状态并平稳直流成分.图 4 有无气隙时返驰变压器磁芯第一象限磁滞回路2. 传输功率 .由于CORE材料特性,变压器形状(表面积对体积的比率),表面的热幅射,允许温升,工作环境等的不特定性,设计时不可把传输功率与变压器大小简单的作联系,应视特定要求作决策.因此用面积乘积法求得之AP值通常只作一种参考. 有经验之设计者通常可结合特定要求直接确定CORE之材质,形状,规格等.3. 原,副边绕组每匝伏数应保持相同.设计时往往会遇到副边匝数需由计算所得分数匝取整,而导致副边每匝伏数低于原边每匝伏数. 如此引起副边的每匝伏秒值小于原边,为使其达到平衡就必须减小 ton时间,用较长的时间来传输电能到输出端. 即要求导通占空比D小于0.5. 使电路工作于DCM模式.但在此需注意: 若 Lp太大,电流上升斜率小,ton时间又短(＜50%),很可能在"导通"结束时,电流上升值不大,出现电路没有能力去传递所需功率的现象. 这一现象是因系统自我功率限制之故.可通过增加AIR GAP和减小电感Lp,使自我限制作用不会产生来解决此问题.4. 电感值Lp .电感Lp在变压器设计初期不作重点考量. 因为Lp只影响开关电源的工作方式. 故此一参数由电路工作方式要求作调整. Lp的最大值与变压器损耗最小值是一致的. 如果设计所得Lp大,又要求以CCM方式工作,则刚巧合适. 而若需以DCM方式工作时,则只能用增大AIR GAP,降低Lp来达到要求,这样,一切均不会使变压器偏离设计.在实际设计中通过调整气隙大小来选定能量的传递方式(DCM / CCM) . 若工作于DCM方式,传递同样的能量峰值电流是很高的. 工作中开关Tr,输出二极体D以及电容C产生最大的损耗,变压器自身产生最大的铜损(I2R). 若工作于CCM方式,电感较大时,电流上升斜率低虽然这种状况下损耗最小,但这大的磁化直流成分和高的磁滞将使大多数铁磁物质产生磁饱和. 所以设计时应使用一个折衷的方法,使峰值电流大小适中,峰值与直流有效值的比值比较适中. 只要调整一个合适的气隙,就可得到这一传递方式,实现噪音小,效率合理之佳况.5. 磁饱和瞬时效应.在瞬变负载状况下,即当输入电压为VINmax而负载电流为Iomin时,若Io突然增加,则控制电路会立即加宽脉冲以提供补充功率. 此时,会出现VINmax和Dmax并存,即使只是一个非常短的时间,变压器也会出现饱和,引起电路失控. 为克服此一瞬态不良效应,可应用下述方法:变压器按高输入电压(VINmax),宽脉冲(Dmax)进行设计. 即设定低的ΔB工作模式,高的原边绕组匝数,但此方法之缺点是使变压器的效率降低.例 : 60watts ADAPTER POWER MAIN X'FMRINPUT : 90 ~ 264 Vac 47 ~ 63 HZ ;OUTPUT : DC 19V 0 ~ 3.16A ; Vcc = 12VDC 0.1Aη≧ 0.83 ; f s =70KHZ ; Duty cylce over 50%△t ≦40o (表面) @ 60W ; X'FMR限高 21mm.CASE Surface Temperature ≦ 78℃ .Note : Constant Voltage & Current Design (CR6848,CR6850) Step1. 选择CORE材质,确定△B本例为ADAPTER DESIGN,由于该类型机散热效果差,故选择CORE 材质应考量高Bs,低损耗及高μi材质,结合成本考量,在此选用Ferrite Core, 以TDK 之 PC40 or PC44为优选, 对比TDK DATA BOOK, 可知 PC44材质单位密度相关参数如下: μi = 2400 ± 25% Pvc = 300KW /m2 @100KHZ ,100℃Bs = 390mT Br = 60mT @ 100℃Tc = 215℃为防止X'FMR出现瞬态饱和效应, 此例以低△B设计.选△B = 60%Bm, 即△B = 0.6 * (390 - 60) = 198mT ≒0.2 TStep2 确定Core Size和 Type.1> 求core AP以确定 sizeAP= AW*Ae=(Pt*104)/(2ΔB*fs*J*Ku)= [(60/0.83+60)*104]/(2*0.2*70*103*400*0.2) = 0.59cm4式中 Pt = Po /η +Po 传递功率;J : 电流密度 A / cm2 (300~500) ; Ku: 绕组系数 0.2 ~ 0.5 .2> 形状及规格确定.形状由外部尺寸,可配合BOBBIN, EMI要求等决定,规格可参考AP值及形状要求而决定, 结合上述原则, 查阅TDK之DATA BOOK,可知RM10, LP32/13, EPC30均可满足上述要求,但RM10和EPC30可用绕线容积均小于LP32/13,在此选用LP32/13 PC44,其参数如下:Ae = 70.3 mm2 Aw = 125.3mm2 AL = 2630±25% le = 64.0mm AP = 0.88 cm4 Ve = 4498mm3 Pt = 164W ( forward )Step3 估算临界电流 IOB ( DCM / CCM BOUNDARY )本例以IL达80% Iomax时为临界点设计变压器.即 : IOB = 80%*Io(max) = 0.8*3.16 = 2.528 AStep4 求匝数比 nn = [VIN(min) / (Vo + Vf)] * [Dmax / (1-Dmax)] VIN(min) = 90*√2 - 20 = 107V= [107 / (19 + 0.6)] *[0.5 / (1- 0.5)]= 5.5 ≒ 6匝比 n 可取 5 或 6,在此取 6 以降低铁损,但铜损将有所增加.CHECK Dmax:Dmax = n (Vo +Vf) / [VINmin + n (Vo + Vf)]= 6*(19 + 0.6) /[107 + 6*(19 + 0.6)] = 0.52Step5 求CCM / DCM临ΔISB = 2IOB / (1-Dmax) = 2*2.528 / (1-0.52) = 10.533Step6 计算次级电感 Ls 及原边电感 LpLs = (Vo + Vf)(1-Dmax) * Ts / ΔISB = (19+0.6) * (1-0.52) * (1/70000) / 10=12.76uHLp = n2 Ls = 62 * 12.76 = 459.4 uH ≒ 460此电感值为临界电感,若需电路工作于CCM,则可增大此值,若需工作于DCM则可适当调小此值.Step7 求CCM时副边峰值电流ΔispIo(max) = (2ΔIs + ΔISB) * (1- Dmax) / 2 ΔIs = Io(max) / (1-Dmax) - (ΔISB / 2 )ΔIsp = ΔISB +ΔIs = Io(max) / (1-Dmax) + (ΔISB/2) = 3.16 / (1-0.52) + 10.533 / 2=11.85AStep8 求CCM时原边峰值电流ΔIppΔIpp = ΔIsp / n = 11.85 / 6 = 1.975 AStep9 确定Np、Ns1> NpNp = Lp * ΔIpp / (ΔB* Ae) = 460*1.975 / (0.2*70.3) = 64.6 Ts因计算结果为分数匝,考虑兼顾原、副边绕组匝数取整,使变压器一、二次绕组有相同的安匝值,故调整 Np =60Ts OR Np = 66Ts考量在设定匝数比n时,已有铜损增加,为尽量平衡Pfe与Pcu,在此先选Np = 60 Ts.2> NsNs = Np / n = 60 / 6 = 10 Ts3> Nvcc求每匝伏特数Va Va = (Vo + Vf) / Ns = (19+0.6) / 10 = 1.96 V/Ts∴ Nvcc = (Vcc + Vf) / Va =(12+1)/1.96=6.6 Step10 计算AIR GAPlg = Np2*μo*Ae / Lp = 602*4*3.14*10-7*70.3 / 0.46 = 0.69 mmStep11 计算线径dw1> dwpAwp = Iprms / J Iprms = Po / η/ VIN(min) = 60/0.83/107 = 0.676AAwp = 0.676 / 4 J取4A / mm2 or 5A / mm2= 0.1 (取Φ0.35mm*2)2> dwsAws = Io / J = 3.16 / 4 (Φ1.0 mm)量可绕性及趋肤效应,采用多线并绕,单线不应大于Φ0.4, Φ0.4之Aw= 0.126mm2, 則 0.79 (即Ns采用Φ0.4 * 6)3> dwvcc Awvcc = Iv / J = 0.1 /4上述绕组线径均以4A / mm2之计算,以降低铜损,若结构设计时线包过胖,可适当调整J之取值.4> 估算铜窗占有率.0.4Aw ≧Np*rp*π(1/2dwp)2 +Ns*rs*π(1/2dws)2 + Nvcc*rv*π(1/2dwv)20.4Aw≧60*2*3.14*(0.35/2)2+10*6*3.14+(0.4/2)2+7*3.14*(0.18/2)2≧ 11.54 + 7.54 + 0.178 = 19.260.4 * 125.3 = 50.1250.12 > 19.26 OKStep12 估算损耗、温升1.2.求出各绕组之线长.3.4.求出各绕组之RDC和Rac @100℃5.求各绕组之损耗功率6.加总各绕组之功率损耗(求出Total值)如 : Np = 60Ts , LP32/13BOBBIN绕线平均匝长 4.33cm则 INP = 60*4.33 = 259.8 cm Ns =10Ts则 INS = 10*4.33 = 43.3 cmNvcc = 7Ts則 INvc = 7 * 4.33 = 30.31cm查线阻表可知 : Φ0.35mm WIRE RDC =0.00268Ω/cm @ 100℃Φ0.40mm WIRE RDC = 0.00203Ω/cm @ 100℃Φ0.18mm WIRE RDC = 0.0106Ω/cm @ 100℃R@100℃ = 1.4*R@20℃求副边各电流值. 已知Io = 3.16A.副边平均峰值电流 : Ispa = Io / (1-Dmax ) = 3.16 / (1- 0.52) = 6.583A 副边直流有效电流: Isrms = √〔(1-Dmax)*I2spa〕= √(1- 0.52)*6.5832 = 4.56A副边交流有效电流: Isac = √(I2srms - Io2) = √(4.562-3.162) = 3.29A 求原边各电流值 :∵ Np*Ip = Ns*Is原边平均峰值电流 : Ippa = Ispa / n = 6.58 / 6 = 1.097A原边直流有效电流 : Iprms = Dmax * Ippa = 1.097 * 0.52 = 0.57A原边交流有效电流: Ipac = √D*I2ppa = 1.097*√0.52 = 0.79A求各绕组交、直流电阻.原边 : RPDC = ( lNp * 0.00268 ) / 2 = 0.348ΩRpac = 1.6RPDC = 0.557Ω副边 : RSDC = ( lNS*0.00203 ) /6 = 0.0146ΩRsac = 1.6RSDC = 0.0243ΩVcc绕组 : RDC =30.31*0.0106 = 0.321Ω计算各绕组交直流损耗:副边直流损 : PSDC = Io2RSDC = 3.162 * 0.0146 = 0.146W交流损 : Psac = I2sac*Rsac = 3.292*0.0234 = 0.253WTotal : Ps = 0.146 + 0.253 = 0.399 W原边直流损 : PPDC = Irms2RPDC = 0.572 * 0.348 = 0.113W交流損 : Ppac = I2pac*Rpac = 0.792*0.557 = 0.348W忽略Vcc绕组损耗(因其电流甚小) Total Pp = 0.461W总的线圈损耗 : Pcu = Pc + Pp = 0.399 + 0.461 = 0.86 W2> 计算铁损 PFe查TDK DATA BOOK可知PC44材之△B = 0.2T 时,Pv = 0.025W / cm2LP32 / 13之Ve = 4.498cm3PFe = Pv * Ve = 0.025 * 4.498 = 0.112W1.2.Ptotal = Pcu + PFe = 0.6 + 0.112 = 0.972 W3.4.估算温升△t依经验公式△t = 23.5PΣ/√Ap = 23.5 * 0.972 / √0.88 = 24.3 ℃估算之温升△t小于SPEC,设计OK.Step13 结构设计查LP32 / 13 BOBBIN之绕线幅宽为 21.8mm.考量安规距离之沿面距离不小于6.4mm.为减小LK提高效率,采用三明治结构,其结构如下 :X'FMR结构 :Np#13.2 / 3.22 -- AΦ0.35 * 2301LSHI#23.2 / 3.2SHI- 42mils * 1213LNs#33.2 / 3.28.9 - 6.7Φ0.4 * 6103LSHI#43.2 / 3.2SHI- 42mils * 1211LNp#53.2 / 3.2A -- 1Φ0.35 * 2301LNvcc#63.2 / 3.23 -- 4Φ0.1872L#7连结两A 点2L。
基于TOP223Y多路单端反激式开关电源设计方案
基于TOP223Y多路单端反激式开关电源设计方案
引言
单片开关电源自问世以来，以其效率高，体积小，集成度高，功能稳定等特点迅速在中小功率精密稳压电源领域占据重要地位。
美国PI公司的TOPSwitch系列器件即是一种新型三端离线式单片高频开关电源芯片，开关频率fs高达100 kHz，此芯片将PWM控制器、高耐压功率MOSFET、保护电路等高度集成，外围连接少许器件即可使用。
本文介绍了一种基于
TOP223Y 输出为+5 V/3 A，+12 V/1 A的单端反激式开关电源方案设计的原理和方法。
方案设计的原理
开关电源是涉及众多学科的一门应用领域，通过控制功率开关器件的开通与关闭调节脉宽调制占空比达到稳定输出的目的，能够实现AC/DC或者
DC/DC转换。
TOP223Y共三个端：控制极C、源极S、漏极D.因只有漏极D用作脉宽调制功率控制输出，故称单端;高频变压器在功率开关导通时只是将能量存储在初级绕组中，起到电感的作用，在功率开关关闭时才将能量传递给次级绕组，起变压作用，故称反激式。
电路功能部分主要由输入/输出整流滤波、功率变换、反馈电路组成。
工作原理简述为：220 V市电交流经过整流滤波得到直流电压，再经TOP223Y脉宽调制和高频变压器DC-AC变换得到高频矩形波电压，最后经输出整流滤
波得到品质优良的直流电压，同时反馈回路通过对输出电压的采样、比较和放大处理，将得到的电流信号输入到TOP223Y的控制端C，控制占空比调节。
毕业答辩PPT多路输出单端反激式开关电源设计
D10
L7
D11
L8
C25
C26
+5V +12V +24V
-5V +5V
GND GND
-5V +12V
GND GND
-12V +24V
GND
输出整流 滤波电路
R9 R11 R12 R13 TL431
输出反馈 控制电路
R10
输入整流滤波电路：
NTCR FU AC1
VSR
C1
AC2
功率地
短路保护、过 流过压抑制
设计指标：
1.输入：AC185~250V，50Hz 2.输出：+/-5V/0.5A（4路），+/-12V/1A，+24V/1A 3.开关频率：50kHz 4.效率：大于80% 5.输出纹波：100mV以下（峰峰值） 6.输出精度： +/-5V、+/-12V为5%，+24V为10%
设计原理框图：
AC 前置滤波电路
为了改善交叉调整率，反馈电路采用了三路电压反馈设计。 其中电路对+5V电压工作要求较为严格，因此R11中流过的检测 电流占总电流的60%。其他两路各占20%。
反馈电路的工作过程：任何一路电压升高时，流过R10的电 流增大，此时TL431的阴极电压降低，使流过PC817的LED发光 强度增大，光敏三极管电流增大，使R16压降升高，2脚检测电 压升高，进而使占空比减小，最终使输出电压稳定。
C9 根据式：R*C=(10-20)1/f
C7、C9为0.1uF/1kV陶瓷电容
D14
R3
R5
输出整流电路：
D5
前级滤 波器
L2
C13
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多路输出单端反激式开关电源设计原理本文设计的将作为智能仪表的，最大功率为10W。
为了减少PCB的数量和智能仪表的体积，要求电源尺寸尽量小并能将电源部分与仪表主控部分做在同一个PCB 上。
考虑10W的功率以及小体积的因素，选用单端电路。
单端反激电路的特点是：电路简单、体积小巧且成本低。
单端反激电路由输入滤波电路、脉宽调制电路、功率传递电路(由和变压器组成)、输出整流滤波电路、误差检测电路(由TL431及周围元件组成)及信号传递电路(由隔离光耦及组成)等组成。
本电源设计成表面贴装的模块电源，其具体参数要求如下：输出最大功率：10W输入交流：85～265V输出直流电压／：+5V，500mA；+12V，150mA；+24V，100mA纹波电压：≤120mV单端反激式开关电源的控制原理所谓单端是指TOPSwitch-II系列器件只有一个脉冲调制信号功率输出端一漏极D。
反激式则指当功率导通时，就将电能储存在高频变压器的初级绕组上，仅当MOSFET关断时，才向次级输送电能，由于开关频率高达100kHz，使得高频变压器能够快速存储、释放能量，经高频整流滤波后即可获得直流连续输出。
这也是反激式电路的基本工作原理。
而反馈回路通过控制TOPSwitch器件控制端的电流来调节占空比，以达到稳压的目的。
TOPSwitch-Ⅱ系列芯片选型及介绍TOPSwitch-Ⅱ系列芯片的漏极(D)与内部功率开关器件MOSFET相连，外部通过负载电感与主电源相连，在启动状态下通过内部开关式高压电源提供内部偏置电流，并设有电流检测。
控制极(C)用于占空比控制的误差放大器和反馈电流的输入引脚，与内部稳压器连接，提供正常工作时的内部偏置电流，同时也是提供旁路、自动重起和补偿功能的连接点。
源极(S)与高压功率回路的MOSFET的源极相连，兼做初级电路的公共点与参考点。
内部输出极MOSFET的占空比随控制引脚电流的增加而线性下降，控制电压的典型值为，极限电压为9V，控制端最大允许电流为100mA。
在设计时还对阈值电压采取了温度补偿措施，以消除因漏源导通电阻随温度变化而引起的漏极电流变化。
当芯片结温大于135℃时，过热保护电路就输出高电平，关断输出极。
此时控制电压Vc进入滞后调节模式，Vc端波形也变成幅度为～的锯齿波．若要重新启动电路，需断电后再接通电路开关，或者将Vc降至以下，再利用上电复位电路将内部触发器置零，使MOSFET恢复正常工作。
采用TOPSwitch-Ⅱ系列设计单片开关电源时所需外接元器件少，而且器件对电路板布局以及输入总线瞬变的敏感性大大减少，故设计十分方便，性能稳定，性价比更高。
对于芯片的选择主要考虑输入电压和功率。
由设计要求可知，输入电压为宽范围输入，输出功率不大于10W，故选择TOP222G。
电路设计本开关电源的原理图如图1所示。
主为式，C1、L1、C2，接在交流电源进线端，用于滤除电网干扰，C5接在高压和地之间，用于滤除高频变压器初、次级后和产生的共模干扰，在国际标准中被称为"Y电容"。
C1跟C5都称作安全电容，但C1专门滤除电网线之间的串模干扰，被称为"X电容"。
为承受可能从电网线窜入的电击，可在交流端一个标称u1mA为275V的压敏VSR。
鉴于在功率关断的瞬间，高频变压器的漏感产生尖峰电压UL，另外，在原边上会产生感应反向电动势UOR，二者叠加在直流输入电压上。
典型的情况下，交流输入电压经整流桥整流后，其最高电压UImax=380V，UL≈165V，UOR=135V，贝UOR+UL+UOR≈680V。
这就要求功率MOSFET至少能承受700V的高压，同时还必须在漏极增加钳位电路，用以吸收尖峰电压，保护TOP222G中的功率MOSFET。
本电源的钳位电路由D2、D3组成。
其中D2为瞬态电压抑制器(TVS)P6KE200，D3为超快恢复UF4005。
当MOSFET导通时，原边电压上端为正，下端为负，使得D3截止，钳位电路不起作用。
在MOSFET截止瞬间，原边电压变为下端为正，上端为负，此时D1导通，电压被限制在200V左右。
输出环节设计以+5V输出环节为例，次级线圈上的高频电压经过UF5401型100V／3A的超快恢复二极管D7，由于+5V输出功率相对较大，于是增加了后级LC滤波器，以减少输出纹波电压。
滤波电感L2选用被称作"磁珠"的μH穿心电感，可滤除D7在反向恢复过程中产生的开关噪声。
对于其他两路输出，只需在输出端分别加上滤波电容。
其中R3、R4分别为输出的假负载，它们能降低各自输出端的空载和轻载电压。
反馈环节设计反馈同路主要由PC817和TL431及若干电容、电阻构成。
其中U2为TL431，它为可调试精密并联稳压器，利用电阻R5、R6分压获得基准电压值。
通过调节R5、R6的值可以调节输出电压的稳压值。
C8为TL431的频率补偿电容，可以提高TL43l的瞬态频率响应。
C7为软启动电容，取C7=22μF时可增加4ms的软启动时间，在加上TOP222G本身已有的10ms软启动时间，则总共为14ms。
U3为PC817型线性光耦合器，其传输比(CTR)范围为80％～160％，，能够较好地满足反馈回路的设计要求，而目前国内常用的4N25、4N26属于非线性光耦合器，不宜采用。
反馈绕组上产生的电压经D4、C9整流滤波，获得非隔离式+12V 输出，为PC817接收管的集电极供电。
由于反馈绕组输出电流较小，次级采用D4硅高速1N4148。
光耦PC817能将+5V输出与电网隔离，其发射极电流送至TOP222G的控制端，用来调节占空比。
C3为控制端旁路电容，它能对控制回路进行补偿并设定自动重启频率。
当C3=47μF时，自动重启频率为，即每隔检测一次调节失控故障是否已经被排除，若确认已被排除，就自动重启恢复正常工作。
R2为PC817中LED的外部限流电阻。
实际上除了限流保护作用外，他对控制回路的增益也具有重要影响。
当R2改变时，会依次影响到下列参数值：IF→IC→D→UO，也就相当于改变了控制回路的电流放大倍数。
下面简要分析一下反馈回路实现稳压的工作原理。
当输出电压UO发生波动且变化量为UO时，通过取样电阻R5、R6分压后，就使TL431的输出电压UK也产生相应的变化，进而使PC817中LED的工作电流IF改变，最后通过控制端电流IC 的变化量来调节占空比D，使UO产生相反的变化，从而抵消UO的波动。
上述稳压过程可归纳为：UO↑→UK↓→IF↑→IC↑→D↓→UO↓→最终使UO不变。
其余各路输出未加反馈，输出电压均由高频变压器的匝数来确定。
变压器设计变压器的设计是整个电源设计的关键，它的好坏直接影响电源性能。
磁芯及骨架的确定由于本文选用漆包线绕制，而且EE型磁芯的价格低廉，磁损耗低且适应性强，故选择EE22，其磁芯长度A=22mm。
从厂家提供的磁芯产品手册中可查得磁芯有效横截面积SJ=，有效磁路长度1=，磁芯等效电感AL=μH／匝2，骨架宽度b=。
确定最大占空比Dmax根据公式：其中，UOR=135V，直流输入最小值UImin=90V，的漏-源导通电压UDS(ON)=10V，代入上式得：Dmax=％，接近典型值67％。
Dmax随着输入电压的升高而减小。
计算初级线圈中的输入电流的平均值IAVG为：初级峰值电流IP为：其中，KRP为初级纹波电流与初级峰值电流IP的比值，当电压为宽范围输入时，可取。
将Dmax=％代入得，IP=。
确定初级绕组电感LP其中，损耗分配系数Z=，IP=，KRP=，PO=10W，代入得：LP≈1265μH。
确定绕组绕制方法并计算各绕组的匝数初级绕组的匝数NP可以通过下式计算：其中，磁芯截面积SJ=，磁芯最大磁通密度BM=60，IP=，LP≈1265μH，代入可得NP=，实取30匝。
次级绕组采用堆叠式绕法，这也是变压器生产厂家经常采用的方法，其特点是由5V绕组给12V绕组提供部分匝数，而24V绕组中则包含了5V、12V的绕组和新增加的匝数。
堆叠式绕法技术先进，不仅可以节省导线，减小线圈体积，还可以增加绕组之间的互感量，加强耦合程度。
以本为例，当5V输出满载而12V和24V 输出轻载时，由于5V绕组兼作12V、24V绕组的一部分，因此能减小这些绕组的漏感，可以避免因漏感使12V、24V输出中的滤波被尖峰电压充电到峰值，即产生所谓的峰值充电效应，从而引起输出电压不稳定。
这里将5V绕组作为次级的始端。
对于多输出高频变压器，各输出绕组的匝数可以取相同的每伏匝数。
每伏匝数nO可以由下式确定：其单位是匝／VO将NS取5匝，UO1=5V，UF1=(肖特基整流管导通压降)代入上式得到nO=匝／V。
对于24V输出，已知UO2=24V，UF2=，则该路输出绕组匝数为NS2=匝／V×(24V 十=匝，实取22匝。
对于12V输出，已知UO3=12V，UF2=，则该路输出绕组匝数为NS2=匝／V×(12V+=匝，实取11匝。
对于反馈绕组，已知UF=12V，UF3=(硅快速恢复整流导通压降)，则该路输出绕组匝数为NS2=匝／V×(12V+=匝，实取11匝。
确定初／次级导线的内径首先根据初级层数d、骨架宽度b和安全边距M，利用下式计算有效骨架宽度bE(单位是mm)：bE=d(b-2M)(7)将d=2，b=，M=0代入上式可得bE=。
利用下式计算初级导线的外径(带绝缘层)DPM：DPM=bE／NP(8)将bE=，NP=78匝代人得DPM=，扣除漆皮厚度，裸导线内径DPM=。
与直径接近的公制线规为，比略粗完全可以满足要求，而的公制线规稍细，不宜选用。
而次级绕组选用与初级相同的导线，根据的大小，采用多股并绕的方法绕制。
试验数据该的输人特性数据见表1，在u=85～245V的宽范围内变化时，主路输出UO1=5V(负载为65Ω)的调整率SV=±％，输出纹波电压最大值约为67mV；辅助输出UO2=24V(负载为250Ω)，输出纹波电压最大值约为98mV；辅助输出UO3=12V(负载为100Q)，输出纹波电压最大值约为84mV。