基于反激变换器拓扑结构的电源设计
基于 UC3844的反激稳压电源的设计及分析毕业设计(论文)
引言随着现代科技的飞速发展，功率器件也不断更新，PWM技术的发展也日趋完善，开关电源正朝着小、轻、薄的方向发展。
由于反激变换器具有电路拓扑简单、输入电压范围宽、输入输出电气隔离、体积重量小、成本低、性能良好、工作稳定可靠等优点，被广泛应用于实际变换器设计中。
以前大多数开关电源采用离线式结构，一般从辅助供电绕组回路中通过电阻分压取样，该反馈方式电路简单，但由于反馈不是直接从输出电压取样，没有与输入隔离，抗干扰能力也差，所以输出电压中仍有2％的纹波，对于负载变化大和输出电压变化大的情况下响应慢，不适合精度较高或负载变化范围较宽的场合。
下面的设计采用可调式精密并联稳压器TL431配合光耦构成反馈回路，达到了更好的稳压效果。
1 UC3844芯片的介绍UC3844是美国Unitrode公司生产的一种高性能单端输出式电流控制型脉宽调制器芯片，由该集成电路构成的开关稳压电源与一般的电压控制型脉宽调制开关稳压电源相比具有外围电路简单、电压调整率好、频响特性好、稳定幅度大、具有过流限制、过压保护和欠压锁定等优点。
其内部电路结构如图1所示。
该芯片的主要功能有：内部采用精度为±2．0％的基准电压为5．00V，具有很高的温度稳定性和较低的噪声等级；振荡器的最高振荡频率可达500kHz。
内部振荡器的频率同脚8与脚4间电阻Rt、脚4的接地电容Ct的关系如式(1)所列，即其内部带锁定的PWM(Pulse Width Modulation)，可以实现逐个脉冲的电流限制；具有图腾柱输出，能提供达1A的电流直接驱动MOSFET功率管。
2 电源的设计及稳压工作原理单端反激变换器，所谓单端，指高频变压器的磁芯仅工作在磁滞回线的一侧，并且只有一个输出端；反激式变换器工作原理，当加到原边主功率开关管的激励脉冲为高电平使MOSFET、开关管导通时，整流后的直流电压加在原边绕组两端，此时因副边绕组相位是上负下正，使整流二极管反向偏置而截止，磁能就储存在高频变压器的原边电感线圈中；当驱动脉冲为低电平使MOSFET开关管截止时，原边绕组两端电压极性反向，使副边绕组相位变为上正下负，则整流二极管正向偏置而导通，此后储存在变压器中的磁能向负载传递释放。
基于反激式拓扑的开关电源EMI分析与设计
电压反馈环路主要通过采样输出电压，与参考电压相比， 由产生的误差信号控制 MOSFET 的导通时间，使输出的采样 电压在输入电压与负载变化时跟随参考电压变化，从而使输出 得到较好的调整。
DOI ：10.16667/j.issn.2095-1302.2018.11.013
智能处理与应用
Intelligent Processing and Application
基于反激式拓扑的开关电源EMI分析与设计
张花花1，王晓彤1，陈知秋2
（1. 陕西电子技术研究所，陕西 西安 710000 ； 2. 军委装备发展部军代局驻西安地区军代室，陕西 西安 710065）
2.2 电磁干扰方式
产生电磁干扰的主要源头是电子设备中的开关电源，电
磁干扰的传播方式主要有传导干扰与辐射干扰两种。
2.2.1 传导干扰
传导干扰是电子设备产生的干扰信号通过导线或公共电
源线进行传输时相互产生的干扰。传导干扰又分为共模干扰
与差模干扰。
共模干扰是载流体与大地之间的干扰 ：干扰大小和方向
一致，存在于电源任何一相线对大地或中线对大地间，主要
电路的工作原理 ：当 Q1 导通时，初级绕组上正下负，根 据变压器同名端电压极性相同的原理，次级绕组 Ns 与辅助绕 组 Nsl 为上负下正。整流二极管 D1，D2 反向截止，由输出电 容 Co 给负载 Ro 供电，变压器 T1 相当于一个纯电感，流过初
———————————————— 收稿日期：2018-10-23 修回日期：2018-10-30
开关电源是电子设备中产生电磁干扰的主要源头之一。快 速变化的 di/dt 和 du/dt 都会在电路中产生较大的电磁干扰， 并会沿着传播路径传导到其他电子器件中，从而影响电子设备 正常工作，降低设备的可靠性。
交错反激电源芯片
交错反激电源芯片一、引言交错反激电源芯片是一种高效、紧凑且可靠的电源管理解决方案，广泛应用于现代电子设备中。
它通过采用交错反激技术，实现了高效率、低噪声和低电磁干扰（EMI）等优异性能，为各类电源设计提供了强大的支持。
二、交错反激电源芯片的工作原理交错反激电源芯片的工作原理基于反激变换器，这是一种常用的开关电源拓扑结构。
在传统的反激变换器中，初级线圈和次级线圈通过磁芯相互耦合，当开关管导通时，初级线圈储存能量；当开关管关断时，初级线圈中储存的能量通过次级线圈释放给负载。
交错反激电源芯片在传统反激变换器的基础上进行了改进，它采用了多个相互独立的反激变换器单元，并将这些单元的输出进行交错叠加。
这种设计可以显著降低输出电流的纹波，提高电源的整体效率，并减小对输入电源的应力。
三、交错反激电源芯片的关键特性1. 高效率：交错反激电源芯片通过优化开关管的导通和关断过程，减小了功率损耗，提高了电源的整体效率。
2. 低噪声：由于采用了交错叠加技术，输出电流的纹波得到了显著抑制，从而降低了电源的噪声水平。
3. 低电磁干扰（EMI）：交错反激电源芯片在设计和制造过程中采取了一系列措施来减小电磁干扰，如优化布局布线、使用屏蔽材料等。
4. 紧凑设计：交错反激电源芯片采用了高度集成的封装形式，使得电源设计更加紧凑，有利于减小设备的体积和重量。
5. 可靠性高：交错反激电源芯片在设计和制造过程中严格遵循了相关的质量和可靠性标准，确保了产品的稳定性和长寿命。
四、交错反激电源芯片的应用领域交错反激电源芯片因其高效、紧凑和可靠等特点，被广泛应用于各种电子设备中，如笔记本电脑、平板电脑、智能手机、数码相机等。
此外，在工业自动化、医疗设备、航空航天等领域，交错反激电源芯片也发挥着重要作用。
五、交错反激电源芯片的发展趋势随着科技的不断发展，交错反激电源芯片正朝着更高效率、更低噪声、更低电磁干扰的方向发展。
同时，为了满足各种应用场景的需求，交错反激电源芯片还将进一步实现多功能集成、智能化管理和更高的可靠性。
反激变换器辅助电源的设计
反激变换器辅助电源的设计1.输入电压范围：反激变换器一般能够适应较宽的输入电压范围，因此需要确定工作的输入电压范围。
根据应用需求和输入电源情况选择合适的电压范围。
同时，要考虑输入电压波动对输出电压的影响，选择合适的电压波动容忍度。
2.输出电压和电流：根据应用需求，确定输出电压和电流的额定值。
同时要考虑输出电压和电流的变动范围，以及在变压器和输出电路中所需要的保护电路。
3.变压器设计：反激变换器中的关键部分是变压器，变压器的设计需要根据输入和输出电压进行匹配。
变压器的设计要根据工频、磁通密度和功率因数等考虑。
同时，要合理选择变压器的结构和材料，以确保变压器的安全性和高效性。
4.开关元件选择：反激变换器的开关元件一般为功率MOSFET，选择合适的开关元件需要考虑工作电压和电流、开关速度和损耗等因素。
同时，要考虑开关元件的散热问题，选择合适的散热方式。
5.输出电路设计：反激变换器的输出电路一般包括整流、滤波和稳压等部分。
整流部分需要根据输出电压和电流选择合适的整流电路，滤波部分要根据输出电压的纹波要求选择合适的电容和电感。
稳压部分可以采用反馈控制，通过调整开关元件的工作周期来实现电压稳定。
6.保护电路设计：反激变换器的保护电路一般包括过流保护、过压保护和过温保护等。
过流保护可以通过电流测量和反馈控制来实现，过压保护可以通过电压检测和反馈控制来实现，过温保护可以通过温度传感器和控制电路来实现。
7.稳定性分析：反激变换器的稳定性分析是设计中重要的一环，需要考虑稳定性的条件和评估交流增益。
可以通过利用伯德图、根轨迹和频率响应来进行分析。
在反激变换器设计完成后，需要进行实验验证和性能测试。
通过实验可以验证设计的正确性和可靠性，并对性能进行测试。
测试内容包括输入输出特性测试、效率测试、纹波测试、稳定性测试和保护功能测试等。
综上所述，反激变换器辅助电源的设计是一个较为复杂的工作，需要考虑多个关键因素，并进行合理的选型和设计。
三种负电压电源设计
三种负电压电源设计一、设计基于转换器的负电压电源转换器是一种将输入电源转换为输出电源的设备。
通过选择适当的拓扑结构和元件参数，可以实现输出负电压。
1.升压式反激变换器升压式反激变换器是一种常见的拓扑结构，通过开关管切断和通断，控制能量的存储和释放。
一般由电源电压为基础电压，通过电感耦合，使输出端电压大于输入端电压。
通过调节开关管的工作周期和占空比，可以实现输出负电压的稳定调节。
2.降压反激变换器降压反激变换器是将输入电压降低到较低的输出电压的拓扑结构。
通过开关管的周期性切断和通断，使能量存储在电感上，并通过二次侧绕组传递到输出端。
相比于升压式反激变换器，降压式反激变换器更适合输出负电压。
3. Cuk变换器Cuk变换器是一种常用的直流-直流变换器，可以实现输入负电压到输出负电压的转换。
它通过用电容代替升压变换器中的电感元件，从而实现了输入负电压到输出负电压的转换。
二、设计基于稳压模块的负电压电源稳压模块是一种将高电压转换为稳定输出电压的模块。
通过调整模块内部的电阻、电容等元件参数，可以实现输出负电压。
1.线性稳压模块线性稳压模块在输入端通过电阻分压，将高电压转换为可调的中间电压。
然后通过稳压电路进一步降低中间电压，得到稳定的负电压输出。
线性稳压模块可以通过调整稳压器的电阻和电容来实现输出负电压的调节。
2.开关稳压模块开关稳压模块通过开关管的快速切断和通断，将输入电压转换为高频脉冲信号。
再通过滤波和稳压电路，将高频脉冲信号转换为稳定的负电压输出。
开关稳压模块具有高效率和较小的体积，适合用于负电压电源的设计。
三、设计基于反相放大器的负电压电源反相放大器是一种电路，可以将输入信号的幅度取反输出。
通过调节放大器的增益和输入信号，可以实现输出负电压。
1.可调增益反相放大器可调增益反相放大器可以通过调节放大器的增益来实现输出负电压的调节。
通过改变反馈电阻和输入电压，可以实现对负电压的放大和调节。
2.双电源反相放大器双电源反相放大器采用双电源供电，通过输入信号与放大器的放大增益相乘，得到负电压的输出。
基于单端反激式变换器的矿用本安电源设计
电源与节能技术 2023年5月25日第40卷第10期· 87 ·Telecom Power TechnologyMay 25, 2023, Vol.40 No.10朱明杰：基于单端反激式变换器的矿用本安电源设计差，进而导致输出电压与输入电压不一致。
为了解决这个问题，需要将直流母线中的电流进行整流处理，并且通过调节电阻实现这一目的，将滤波器安装在变压器上，用2个同轴电缆将滤波器相连接，从而构成一个完整的系统。
在使用此方法后发现，只要频率大于20 kHz 或者是小于10 MHz ，都能够获得较为理想的效果，而且不会产生明显失真，同时没有任何 噪声[1-5]。
因为采用的是双通道的方波作为信号源，可以看到有很多高频谐波存在于其中，所以需要采取有效措施降低这些干扰信号，才能保证系统的正常运行。
首先，应该对滤波器进行预处理，主要就是去除高频分量以及低频分量，再利用差分法计算出各个通道的电平。
其次，还需要对输入输出端的阻抗进行测量，确保其处于合理范围内，这样才可以有效提高输出波形图的质量和准确度。
最后，便是要对电容C 1充电放电，当其达到饱和状态时，就可以开始向外供电，此时将会直接影响到整个系统的工作效率。
为了防止出现这种情况，通常情况下会设置一个限幅值，一般来说不超过2%。
在实际应用过程中，电流突然增大或者减少都将会使得输出功率发生变化，从而导致输出波形失真，还会造成一定的安全隐患问题，为此通过采用双级降压法来实现这一目的，具体步骤如下。
首先是经过AD 模块后，得到相应的模拟信号；其次将其转化成数字信号，并且将该信号传输至单片机芯片；最后由单片机处理完成数据采集与分析。
其中主要包括以下内容：第一个部分就是对电压信号进行采集，而且也是最为关键的一部分内容；第二个部分则是要对电流信号进行采集，这样就可以有效提高供电效率和稳定性，进而确保整个电路正常运行；第三个部分则需要利用到分压电阻，以便于后续的数据处理，还有其他的一些功能模块，如比较器以及计数器等；第四个部分是要对输入端电压进行测量；第五个部分则是要对输出端的电压进行检测，以此来达到保护电路的效果。
开关电源中的功率变换器拓扑、分析与设计 3反激变换器的拓扑结构
此培训资料来源于德州仪器（TI）和中国电源学会（世纪电源网）合作举办的“TI 现场培训”课程，世纪电源网同意在 TI 网站上分享这些文档。
第二单元基本DC-DC变换器1.Buck变换器2.Boost变换器3.Buckboost变换器4.基本变换器总结12何为基本DC-DC 功率变换器？gV gI oI oV ont sT son T t d =由上图可知，当输入和输出不需要隔离时，一个最基本的DC-DC 功率变换器，其组成只能有也必须有下列四个元器件，它们分别是：有源开关（一般为MOSFET ），无源开关（一般为二极管），滤波电感和滤波电容。
到目前为止，最基本的DC-DC 功率变换器共有3个，它们分别是Buck （降压式）变换器，Boost （升压式）变换器和Buckboost （升降式）变换器。
为了方便推导DC-DC 功率变换器的稳态关系，在介绍具体的基本DC-DC 功率变换器之前，先介绍一种获得PWM DC-DC 功率变换器在CCM 下的稳态关系的简单方法----电感电压的伏秒平衡定律。
3电感电压的伏秒平衡定律对于已工作在稳态的DC-DC 功率变换器，有源开关导通时加在滤波电感上的正向伏秒一定等于有源开关截止时加在电感上的反向伏秒。
)(t V L )(t I LI gsV onT sT sonT T D =)(t V L 1L V 2L V )(t I L 1L I D 2L I D 1t D 2t D ttt因为：111)(t i L dt t dI LV L L L D D ==onT t ££02222)(t i L dt t dI L V L L L D D ==son T t T ££由于：01>L V 02<L V 所以：，，0111>D ´=D Lt V i L L 0222<D ´=D Lt V i L L 稳态时，必有：21L L i i D -=D 否则的话，电感电流会朝一个方向增加而使电感饱和，并致电路工作不正常。
单端反激式变换器拓扑结构
单端反激式变换器拓扑结构
单端反激式变换器是一种常见的拓扑结构，广泛用于电源和电子设备中。
它是一种简单而有效的电路设计，可将直流电压转换为所需的交流电压。
单端反激式变换器的基本原理是通过切割输入电源的直流电压，经过变压器和开关器件的工作周期性地产生一个脉冲信号，然后经过滤波电路将其转换为平滑的交流电压输出。
在变换器的正常工作过程中，开关器件会周期性地开关。
当开关器件关闭时，电感储存了一定的能量，并将其释放到输出负载中。
这种反激作用使得输出电压能够稳定，且能够提供相当大的功率输出。
单端反激式变换器的拓扑结构相对简单，仅包含一个开关器件（通常为MOSFET或IGBT）、一个电感器件和一个滤波电容。
这使得单端反激式变换器具有较高的效率和可靠性。
与其他拓扑结构相比，单端反激式变换器的设计和调整较为简单。
它可以通过改变开关器件和电感器件的参数来调整输出电压和输出功率。
此外，它还具有较少的电磁干扰和较低的成本。
单端反激式变换器是一种常见且可靠的拓扑结构，适用于各种电源和电子设备。
它的简单性、高效性和可调性使其成为电力电子领域中的重要技术。
- 1、下载文档前请自行甄别文档内容的完整性，平台不提供额外的编辑、内容补充、找答案等附加服务。
- 2、"仅部分预览"的文档,不可在线预览部分如存在完整性等问题,可反馈申请退款(可完整预览的文档不适用该条件!)。
- 3、如文档侵犯您的权益，请联系客服反馈,我们会尽快为您处理(人工客服工作时间：9:00-18:30)。
基于反激变换器拓扑结构的辅助电源设计摘要：介绍了反激变换器的基本原理、拓扑结构、应用范围。
重点阐述了反激变换器的三种工作模式及在不同模式下的电流、电压变化情况，随后提出了RCD 吸收电路，最后设计出了一种基于反激变换器原理输出 12V和9V直流电源拓扑，重点介绍了TOPSwitch开关控制芯片并详细介绍了辅助电源设计步骤，论证了设计的合理性。
关键词：反激变换器；RCD吸收电路；TOPSwitch；辅助电源0 引言反激变换器的拓扑在输出功率为5~150W电源中应用非常广泛。
它最大的优点是不需要接输出滤波电感，使反激变换器成本降低，体积减小。
这种拓扑广泛应用于高电压、小功率场合（电压不大于5000V，功率小于15W）。
当直流输入电压较高（不小于160V）、初级电流适当时，该拓扑也可以用在输出功率达到150W的电源中。
由于输出端可不接滤波电感，该拓扑在高压不是很高的场合下很有优势，相反，正激变换器由于输出滤波电感必须承受高压而带来了很多问题。
此外，反激变换器不需要高压续流二极管，使它在高电压场合下应用更有利。
输出功率为50~150W且有多组输出的变换器也常常采用这种拓扑。
由于不需要输出电感，输入电压和负载变化时反激变换器的各输出端都能很好地跟随调整。
只要变压器匝比取得合适，直流输入从低至5V到常用的有115V交流整流得到的160V的场合，都可采用反激拓扑。
若选择合适的匝比，则这种拓扑也可用于由220V交流整流得到的320V的场合。
1反激变换器稳态分析1.1 反激变换器稳态原理反激变换器电路拓扑，如图1所示，变压器兼起储能电感作用。
根据电感电流是否连续将反激变换器分成电感电流连续模式（CCM）、电流临界连续模式、电流断续模式（DCM）。
不同模式时电感电流波形，如图2所示，图中i 1，i2分别为反激变换器变压器原副边电感电流，D为开关S的占空图1反激变换器电路拓扑比，Ts为变换器开关周期。
Ts DTs (1+D)Ts1i 1i 1i 2i 2i i )a ()b ()c (CCM 模式DCM 模式电流临界连续模式图2 电感L 1和L 2的电流波形1.2 电流连续模式电流连续模式表示副边电感电流i 2在开关S 截止期间没有下降到零。
根据磁通连续性原理可得i 12o U D1DN N U -=(1-1)式(1-1)表明，输出电压的大小与负载无关。
设反激变换器输出功率为P o ,变换效率为η，则输入电流平均值为η=i o1U P I (1-2)输入电流峰值为D L 2TU D U P I 1S i i o p 1+η=(1-3) 1.3电流断续模式电流断续模式表示副边电感电流i 2在开关S 截止期间已下降到零，反激变换器的输入功率和输出功率分别为tdt L U U T 1P 1i DTsi Si ⎰=1S 22i L 2T D U = (1-4) o o o I U P =(1-5)设变换效率η=100%，由式(1-4)、(1-5)可得o1S 22i o I L 2T D U U =(1-6)变换器工作于电流断续模式时，输出电压与负载有关，负载减轻时，输出电压升高。
输入电流峰值为D L TU D U P 2I 1S i i o p 1=η=(1-7)1.4电流临界连续模式电流临界连续模式介于电流连续模式和电流断续模式之间，这种模式下，输出电压和输出电流同时满足式(1-1)和(1-6)。
将式(1-1)代入式(1-6)得o1S2ON 2i 211S i o g U L 2F T U )D 1(D N N L 2T U I I =-== (1-8)式中I g 为临界连续电感电流。
当占空比D=0.5时临界连续电流达到最大值I gmax211S i max g N N L 8T U I =(1-9)将式(1-9)代入式(1-8)得)D 1(D I 4I max g g -=(1-10)再将式(1-9)代入式(1-6)，得电流断续模式下的外特性为oi212maxg o U U D N N I 4I = (1-11)1.5不同工作模式比较反激变换器工作于CCM 和DCM 模式时，工作情况比较如下：① 由式(1-3)和(1-7)可知，在同样输出功率时，CCM 比DCM 模式峰值电流小得多，或者说选用相同电流容量的功率管CCM 模式能输出更大的功率。
② 由式(1-8)可知，若变换器设计在整个工作状态电流连续，I g =I omin ，最小输出电流为临界连续电流，电感量m ino S2ON 2i o m in o S 2ON 2i 1P 2F T U U I 2F T U L =≥ （1-12）若变换器完全工作于断续模式，I g =I omax ，最大输出电流为临界连续电流，电感量m axo S2ON 2i o m ax o S 2ON 2i 1P 2F T U U I 2F T U L =≤ （1-13）由此可知，相同输出功率时，DCM 模式比CCM 模式电感量小得多，储能变压器体积也要小得多。
③ 由外特性曲线可知，如果变换器工作于DCM 模式，由负载变化引起的占空比调节范围很大，使调节困难，因此DCM 模式一般用于负载变化很小且输出功率小的场合；变换器工作在CCM 模式，对于输入电网电压以及负载的变化只需较小的脉宽变化便能维持输出电压U o 的恒定。
④ 由图2（b ）可知，D CM 模式时变压器副边整流二极管在原边功率管再次开通前电流已下降到零，没有由于二极管反向恢复引起的振玲现象和由此引起的无线电干扰问题；CCM 模式时，则存在副边整流二极管的反向恢复问题。
2 RCD 吸收电路设计2.1 RCD 箝位电路设计RCD 箝位电路图，如图2(a)所示，功率管S 关断时，变压器漏感能量转移到电容C 上，然后电阻R 将这部分能量消耗掉。
开关管导通过程中电容C 不一定放电到零，因此功率管关断时，漏源电压上升过程中，一段时间内电容C 不起作用，这有利于反激过冲。
(1) 功率管截止时，漏感能量等于电容C 吸收的能量2reset 2i DS 2P 1lk CU 21)U U (C 21I L 21--=(1-14) 式(1-14)中，L lk 为变压器漏感、I 1P 为原边电感电流峰值、U DS 为最大漏源电压、U reset 为电容C 初始电压、U i 为输入直流电压。
故2reset2i DS 2p1lk U )U U (I L C --=(1-15)(2) 电容C 上的电压只是在功率管关断的一瞬间冲上去，然后应一直处于放电状态。
在功率管开通之前，电容C 上的电压不应放到低于(N 1/N 2)U o ，否则二极管D 导通，RCD 箝位电路将成为该变换器的一路负载。
电阻R 根据下式求得：o 21RCT iDS U N N e )U U (OFF ≥-- （1-16）电阻R 额定最大功率，即箝位电路消耗的功率，为S 2reset 2i DS S 2P 1lk R F ]CU 21)U U (C 21[F I L 21P --==（1-17） (3) 二极管D 承受的峰值电压为U i +(N 1/N 2)U o ，峰值电流为原边电感峰值电流I 1P 。
RC 取不同值时，电容C 的电压波形如图3所示。
图3(a)中，C 取值较大，C 上电压缓慢上升，副边反激过冲小，变压器原边能量不能迅速传递到副边。
图3(b)中，R 、C 值合适，C 上电压在开关管截止瞬间冲上去，然后二极管D 截止，电容C 通过电阻R 放电，到功率管开通瞬间，C 上电压应放到接近(N 1/N 2)U o 。
图3(c)中，R 、C 均偏小，C 上电压在管子截止瞬间冲上去，然后因为RC 时间常数小，C 上电压很快放电到等于(N 1/N 2)U o ，此时RCD 箝位电路和GSUresetUresetUresetUo2U))a ()b ()c (o21U)N /o2U)N /副边负载一样，成为变 图3 RC 取不同值时电容C 的电压波形 换器一路负载，消耗储存在变压器中的能量，效率降低。
2.2 RCD 缓冲电路设计RCD 缓冲电路图，如图1(b)所示。
在开关管关断瞬间，有电流流过电容C 和阻尼二极管D ，开关管漏源间电压上升速度减慢。
电阻R 在开关管接通瞬间将电容C 上电荷迅速放掉，并防止通过开关管的电流过分增加。
(1) 功率管截止时，漏感能量转移到电容C 中去2DS 2P 1lk CU 21I L 21=(1-18) 式(2-18)中，L lk 为变压器漏感、I 1P 为原边电感电流峰值、U DS 为最大漏源电压。
故2DS2p1lk U I L C =(1-19)(2) 功率管导通期间，电容C 上的电荷必须放完。
放电电阻R 为C)53(T D R Smin -=(1-20)电阻R 额定最大功率（即箝位电路消耗的功率）为S 2o 21i R F )U N N U (C 21P +=(1–21)(3) 二极管D 承受的峰值电压为U i +(N 1/N 2)U o ，峰值电流为原边电感峰值电流I 1P 。
不同C 值时开关管S 的U DS 波形如图4所示。
图4(a)中，C 值合适，时间T F内，漏感能量转移到C 上，C 上电压上升；时间T B 内，C 上一部分能量通过变压器原边线圈送回电源，C 电压下降，当C 上电压下降到U i +（N 1/N 2）U o 时，即箝位在此值，这种情况下，副边有合适的反激过冲，电能迅 图4 不同C 值时开关管U DS 波形速传到副边，功率管承受的峰值电压应力U DS 值合适，开关损耗不大，箝位电路损耗为1/2C(U i +N 1/N 2U o )2F S 。
图4(b)中，C 值偏小，反激过冲偏大，功率管承受的峰值电压应力U DS 值偏大，开关损耗变大，但此时箝位电路损耗1/2C(U i +N 1/N 2U o )2F S 比图4(a)中小。
图4(c)中，C 值偏大，变压器副边反激过冲太小，电能不能迅速传递到副边，到开关管开通时，C 上只有极小部分能量送回电源，设电压为U ON ，则U ON >U i +N 1/N 2U o ，回路损耗1/2CU ON 2F S 较大。
T T 高关断时上升速度快U )a （)b ()c (C 值合适C 值偏小C 值偏大该电路中，功率管开通时C上电压必须放到0。
正激变换器中采用该电路更合适。
根据以上分析原理，本文提出了一种基于反激变换器拓扑结构的电源设计。
3 反激变换器式电源拓扑结构反激变换器式电源拓扑结构设计出输入直流电压：110V~344V，输出电压：±12V，9V三组直流辅助电源，开关频率为100kHz，输出功率为20W。
由于其功率较小，因此采用拓扑结构较简单的反激变换器，其控制采用开关芯片TOPSwitch。