5.3 异步电动机的变压变频调速解析

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5.3.2 变压变频调速时的机械特性 式（5-5）已给出异步电机在恒压恒频正弦 波供电时的机械特性方程式 Te= f (s)。 当采 用恒压频比控制时，可以改写成如下形式：
Us s1 Rr' Te 3np ( sR R ' ) 2 s 2 2 ( L L' ) 2 （5-28） s r 1 ls lr 1

对于直流电机，励磁系统是独立的，只要 对电枢反应有恰当的补偿， m 保持不变 是很容易做到的。 在交流异步电机中，磁通 m 由定子和转 子磁势合成产生，要保持磁通恒定就需要 费一些周折了。

• 定子每相电动势
Eg 4.44 f1Ns kNS Φm
（5-11）
式中：Eg —气隙磁通在定子每相中感应电动势的有 效值，单位为V； f1 —定子频率，单位为Hz；
2
• 特性分析 当s很小时，可忽略上式分母中含s各项，则
U s s1 Te 3np R' s r 1
2
（5-29）
s1
Rr'Te Us 3n p 1
2
10 R T 60 n sn1 s1 2 n p n
阻抗压降所占的份量就比较显著，不再能
忽略。这时，需要人为地把电压 Us 抬高一
些，以便近似地补偿定子压降。
带定子压降补偿的恒压频比控制特性示
于下图中的 b 线，无补偿的控制特性则为a 线。
• 带压降补偿的恒压频比控制特性
Us
UsN
b —带定子压降补偿
a —无补偿
O
f 1N
图5-9 恒压频比控制特性
2
Eg R s1 Rr' 3np R '2 s 2 2 L'2 s 1 lr 1 r
（5-49）
特性分析（续） 利用与前相似的分析方法，当s很小时， 可忽略式（5-49）分母中含 s 项，则
Eg s1 Te 3np s ' R r 1

U s Rs I s Es

忽略励磁电流
I r' Es Rr' 2 ' 2 1 ( Lls Llr ) s
2
Te
3np
1 Rr' 2
2
Es2
2 ' 2 ( L L 1 ls lr ) s
Rr' s
Us s1 Rr' Te 3np ' 2 2 2 ' 2 ( sR R ) s ( L L 1 s r 1 ls lr )
Te max 3np 2
2
sRr' 1 (sRs Rr' ) 2 s 212 ( Lls L'lr ) 2


U
2 sN
1
1 Rs Rs2 12 ( Lls L'lr ) 2

sm
Rr' Rs2 12 ( Lls L'lr ) 2

当s很小时，
U s ( Rs j1Lls ) I s Eg



由等效电路可以看出
I
' r
Eg R s
' r
2 ' 2 1 Llr
E
2 g ' r 2
2
（5-48）
代入电磁转矩关系式，得
Te 3np
1

R s
' r
2 ' 2 1 Llr
f1
2. 基频以上调速 在基频以上调速时，频率应该从 f1N 向上升高，但定子电压Us 却不可能超过 额定电压UsN ，最多只能保持Us = UsN ， 这将迫使磁通与频率成反比地降低，相 当于直流电机弱磁升速的情况。 把基频以下和基频以上两种情况的控 制特性画在一起，如下图所示。
• 变压变频控制特性
2 U sN s Te 3np 1 Rr'
Rr'Te12 s1 2 3n pU sN
10Rr'Te 12 60 n sn1 s1 2 2 np n2 U p sN
由此可见，当角频率提高时，同步转速随之 提高，最大转矩减小，机械特性上移，而 形状基本不变，如图所示。 由于频率提高而电压不变，气隙磁通势必减 弱，导致转矩的减小，但转速升高了，可 以认为输出功率基本不变。所以基频以上 变频调速属于弱磁恒功率调速。
• 机械特性曲线
n
n0 N
1N
11
1N 11 12 13
n01
n02 n03
12
13
补偿比控制时变频调速的机械特性
基频以上

在基频以上变频调速时，由于定子电压 Us= UsN 不变，式（5-5）的机械特性方程式可写 成
Te 3npU sN
Ns —定子每相绕组串联匝数； kNs —基波绕组系数；
m —每极气隙磁通量，单位为Wb。
由式（5-11）可知，只要控制好 Eg 和 f1 ， 便可达到控制磁通m 的目的，对此，需要 考虑基频（额定频率）以下和基频以上两 种情况。
1. 基频以下调速 由式（5-11）可知，要保持 m 不变，当 频率 f1 从额定值 f1N 向下调节时，必须同时 降低 Eg ，使
5.3异步电动机的变压变频调速


5.3.1 变压变频调速的基本原理 变压变频调速：改变异步电动机同步转速的 方法
60 f1 601 n1 np 2 n p
5.3.1变压变频调速的基本控制方式 1. 基频以下调速
在进行电机调速时，常须考虑的一个重要因素是：希 望保持电机中每极磁通量 m 为额定值不变。如果 磁通太弱，没有充分利用电机的铁心，是一种浪费； 如果过分增大磁通，又会使铁心饱和，从而导致过 大的励磁电流，严重时会因绕组过热而损坏电机。
与恒定子磁通控制方式相比，恒气隙磁通控制方式的 临界转差率和临界转矩更大，机械特性更硬。
• 机械特性曲线
n
n0 N
1N
11
1N 11 12 13
n01
n02 n03
O
12
13
Temax 恒 Eg /1 控制时变频调速的机械特性
Te
3. 恒 Er /1 控制 如果把电压－频率协调控制中的电压再 进一步提高，把转子漏抗上的压降也抵消 掉，得到恒 Er /1 控制，那么，机械特性 会怎样呢？由此可写出

下图再次绘出异步电机的稳态等效电 路，图中几处感应电动势的意义如下： • Eg — 气隙（或互感）磁通在定子每相绕组中
的感应电动势； • Es — 定子全磁通在定子每相绕组中的感应电 动势； • Er — 转子全磁通在转子绕组中的感应电动势
（折合到定子边）。
• 异步电动机等效电路
Rs Is Us Lls L’lr I’r Es Eg Lm I0 Er R’r /s
3np U s Te max 2 1 Rs
2
1
2
Rs ' 2 ( L L ls lr ) 1 1
（5-32）
可见最大转矩 Temax 是随着的 1 降低而 减小的。频率很低时，Temax太小将限制电 机的带载能力，采用定子压降补偿，适当 地提高电压Us，可以增强带载能力。
1
图5-12 异步电动机稳态等效电路和感应电动势
Eg 4.44 f1 N s k NS Φ m Es 4.44 f1 N s k NS Φ ms E 4.44 f1 N s k NS Φ mr
' r
1. 恒定子磁通控制

恰当地提高电压 Us 的数值，使它在克 服定子阻抗压降，能维持 Es /f1 为恒值 （基频以下），每极磁通 m 均为常值。
R sm ' 1Llr
和最大转矩
' r
（5-50）
3 Eg 1 Te max np ' 2 1 Llr
2
（5-51）
性能比较（续）
值得注意的是，在式（5-51）中，当Eg /1 为恒值 时，Temax 恒定不变，如下图所示，其稳态性能优于恒
Us /1 控制的性能。

将恒定子磁通控制时的转矩表达式与恒压 频比时的比较发现，其分母小于恒压频比 中的同类项，因此，当转差率相同时，采 用恒定子磁通控制方式的电磁转矩大于采 用恒压频比控制方式。或者说当负载转矩 相同时，恒定子磁通控制方式的转速降落 小于恒压频比控制方式。

对s求导，求出临界转差率
Rr' sm 1 Lls L'lr
这表明机械特性的这一段近似为一条直线。
2
特性分析（续） 当 s 接近于1时，可忽略式（5-49）分母中 的 Rr'2 项，则
Eg Rr' 1 Te 3np ' 2 s L s 1 lr 1
s 值为上述两段的中间值时，机械特性在 直线和双曲线之间逐渐过渡，整条特性与恒 压频比特性相似。
2
• 性能比较 但是，对比式（6-4）和式（6-12）可以 看出，恒 Eg /1 特性分母中含 s 项的参数 要小于恒 Us /1 特性中的同类项，也就是 说， s 值要更大一些才能使该项占有显著 的份量，从而不能被忽略，因此恒 Eg /1 特性的线性段范围更宽。
性能比较（续）
将式（5-49）对 s 求导，并令 dTe / ds = 0，可得 恒Eg /1控制特性在最大转矩时的转差率
' r e 2 p
1 Te Us
2