第三讲微波混频器原理
基于ADS的微波混频器设计分析
基于ADS的微波混频器设计分析微波混频器是一种常见的微波器件，其能够将两个不同频率的信号混合在一起，产生一个具有两个频率差值的新信号。
在实际应用中，混频器被广泛应用于微波通信、雷达和卫星通信系统中。
本文将介绍基于ADS的微波混频器设计分析。
1. 微波混频器的工作原理微波混频器的工作原理可以通过倍频器的工作原理来理解，其具有转换功能。
混频器通常包含两个端口：输入端口和输出端口，以及一个本振端口。
本振端口提供一个确定的参考信号，我们称之为本振信号，然后将其与输入信号进行混合。
混频器的输出信号是一个由输入信号和本振信号混合产生的新信号，具有他们两者中信号的和与差。
混频器的输出信号频率为本振频率加或减输入信号频率，即输出频率=本振频率±输入频率。
根据本振和输入信号的频率不同，可以分为以下四种类型的混频器：单边带上转换器（SSB）、单边带下转换器（LSB）、顶带混频器（SBM）和底带混频器（DBM）。
（1）分析混频器原理图，并确定所需的特性参数。
（2）基于所需的特性参数，进行混频器电路的设计。
（3）使用ADS仿真软件进行混频器参数优化。
（4）搭建不同频率的信号源，进行实验测试，检验混频器的性能，并对实际测量结果进行分析。
通过以上设计和测试，可以得到一个性能良好且满足设计要求的微波混频器。
以下是一个基于ADS的微波混频器设计样例：（1）设计要求设计一个工作频率为20GHz的底带混频器，其提供-40dBc的本振压控调节范围，增益为10dB，1dB压缩点为0dBm。
（2）电路设计底带混频器由一对反向二极管和变压器组成，其原理图如下图所示：其中，V1和V2分别为本振源和输入信号源。
Tx为变压器，其电容值为0.5pF。
（3）仿真参数优化通过ADS软件进行底带混频器的参数优化，可以得到下图所示的仿真结果：可以看出，通过仿真可以在满足设计要求的前提下，提高底带混频器的性能和稳定性。
（4）实验测试和分析通过实验测试，实际测量结果表明该底带混频器具有良好的性能和稳定性，能够满足设计要求，并且具有很高的精度和可靠性。
微波混频器知识总结
i f u0 f ' u0 u I i
(1-6)
式（1-6）中， I f u0 及 i f ' u0 u ， f u0 和 f ' u0 均是 t 的周期偶函数， 可以分解为只含 cos nLt 项的傅里叶级数，即
S 中频接地线等部分构成。图 1.7 是单端混频器示 4 意图，图 1.8 是其相应的等效电路。
S 阻抗变换器加相移段） 、肖特基 4
图 1.7 单端混频器示意图
S
4
d
Z0
D
S
us
Z 01
ul
Z0
Z0
S
4
LC 带 通 滤 波 器
RL ui
4
C
末端开路
图 1.8 单端混频器等效电路图
从等效电路可以看出，混频二极管 D 以前的电路是输入电路，其作用主要有 两个： 第一是把信号和本振的混合信号加给混频器，图 1.7 中的定向耦合器起类似 信号中“加法器”的作用。定向耦合器的耦合度要合理确定，太小了本振功率浪 费大，太大了信号损失大，一般在 10dB 左右。 第二个作用是使信号与二极管输入阻抗匹配，管子的容性阻抗经相移段 d 到 纯阻点，因为电压波节点对应的纯阻最小，一般选电压波节点位置为纯阻点，再 用一段
i I sa e u 1 f u
(1-4)
在混频二极管上同时加上本振电压 uL U L cos Lt ，直流偏置 U 0 ，信号电 压 uS U S cos S t ，且本振电压 U L 远大于信号电压 U S ，即 U L
U S 。由前面所
述的本振激励特性知，在某个时刻 t ，信号在直流偏压和本振电压建立的工作点 附近的变化是线性的。因此，将 i f u 在 u0 U L cos Lt U 0 处展开成泰勒级 数为：
《混频器原理与设计》课件
3
LO-RF隔离度
LO-RF隔离度是指本振信号和射频信号
本振抑制度
4
之间的隔离程度。
本振抑制度是指混频器抑制本振信号的
能力。
5
拍频抑制度
拍频抑制度是指混频器抑制拍频信号的 能力。
第五章：混频器实验
实验装置
混频器实验通常需要使用特定的 实验装置和信号发生器。
操作步骤
混频器实验需要按照一定的步骤 进行，确保实验结果的准确性。
2 双晶体混频器电路设
计
双晶体混频器电路通常具 有更高的转换增益和更好 的本振抑制效果。
3 集成混频器电路设计
集成混频器电路具有体积 小、功耗低和可靠性高的 特点。
第四章：混频器性能指标
1
转换增益
转换增益是指混频器输入信号和输出信
端口匹配
2
号之间的功率差异。
端口匹配是指混频器输入和输出端口的频器实验结果进行分析，验 证混频器的性能指标。
第六章：混频器应用案例
航天器通信系统
混频器在航天器通信系统中 起到信号处理和频率变换的 关键作用。
葡萄酒品质检测
混频器可以用于葡萄酒品质 检测中的频率选择和信号处 理。
新能源电车智能充电系 统
混频器在新能源电车智能充 电系统中用于频率变换和充 电控制。
第二章：混频器的工作原理
简介
混频器将两个不同频率的信号进 行混合，产生新的频率差信号。
基本原理
混频器利用非线性元件的特性， 将输入信号进行非线性变换。
本振抑制
混频器通过抑制本振信号，避免 对输入信号的干扰。
第三章：混频器电路设计
1 单晶体混频器电路设
计
设计单晶体混频器电路时 需要考虑元件特性和稳定 性。
微波电子线路-西安电子科技大学3
3 微波混频器的工作原理——复习混频机理是基于肖特基势垒二极管结电阻R的非线性管子在偏压和j本振的激励下，跨导随时间变化，加上信号电压后出现一系列频率成分的电流，用滤波器取出所需中频即可。
一、混频器的本振激励特性以单管混频器为例，输入：本振、偏压、信号、输出、中频()u f i =()au sa au Sa e I e I ≈-=1由图t V t V V u S S L L ωωcos cos 0++=S u 远小于L u ，故可视为微分增量u ∆ ()u u f i ∆+=∴()()+∆+'++=u t V V f t V V f L L L L ωωc o s c o s 00…...u ∆很小，忽略平方以后高次项，只取一阶导数项。
一阶导数表示了小信号电流与小信号电压之间的关系，即变频跨导()tL V V u dudiuu i i i ωcos 0+=∆+=∆+()()t ug u i ∆+= 式中 ()()t V V a Sa L L e aI dudit g ωcos 0+==现 ()t g 是t 的周期偶函数，可展成以下形式的级数 ()∑∞=+=10cos 2n L n n t g g t g ωn g 为n 阶变混频跨导，是t n L ωcos 的付利叶系数平均混频跨导()⎰=πωπ20021t d t g g L ()⎰+=πωπ20cos 021t V V a Sa L L e aI t d L ω()L aV Sa aV J e aI 00= n 阶变混频跨导1g ()⎰+=πωπ20cos 021t V V a Sa L L e aI tdt L ωcos()L aV Sa aV J e aI 10=……n g ()⎰+=πωπ20cos 021t V V a Sa L L e aI tdt L ωcos()L n aV Sa aV J e aI 0= J n (x),第一类贝赛尔函数本振电压作用下，混频器为一周期时变电导0g 为平均电导，n g 为n 次变频跨导（对本振n 次而言）与本振信号有关的电流 ()t V V f i L L ωcos 0+= ∑∞=+=10cos 2n L n t n I I ω平均电流 ()L aV Sa aV J e I I 000=基波电流 ()L aV Sa L aV J e I I J 11022==L aV 足够大 ，大宗量近似， ()LLn dV eaV J π2aV L ≈代入上两式 02I I L ≈本振激励功率为L L L L V I I V P 021== 本振电导 LL L L V I V I G 02==可通过0I 和L V 来调节L P L G ，测量L P 和0I 可以了解本振工作性质 ——具有工程意义，直流和本振大小使混频器特性好二、非线性电阻的电流频谱1、小信号一次混频结果。
《微波混频器电路》PPT课件
第3章 微波混频器
电路中设计微带线长度时都是以信号频率对应的微带导 内波长为基准的，一方面是由于信号频率和本振频率很接近， 按信号波长设计对本振传输带来的影响不大； 另一方面是 由于信号功率比较弱，电路设计务必要保证信号的损失最小，
单端混频器电路以微带形式光刻在介质基片上，为平面 电路，其结构简单，制造容易，体积小，质量轻，但性能较 差，实际应用不多。然而这种单端混频器也是其他各种混频 器的基础，其基本结构及其设计思想对于其他混频器都具有 参考意义。
电导，分别为
第3章 微波混频器 图 3-23 本振反相型平衡混频器等效电路
第3章 微波混频器
g1(t)
g0
2
n1
gn
cos
nLt
g2
(t)
g0
2
n1
gn
cos
n(Lt
π)
流过VD1、VD2的电流为(不考虑中频、镜频电压)
(3-67)
i1(t)uS1g1(t)UScosSt[g02n 1gncosnLt]
第3章 微波混频器
3.4.1 1. 单端混频器是一种最简单的混频器，前节的分析实际上
就是以单端混频器为例进行的，其工作原理和性能已经详细 讨论，这里主要关注其电路结构。图3-20给出了微带型单端 混频器的电路结构，它由耦合微带线定向耦合器、1/4波长 阻抗变换器、阻性混频二极管(通常采用梁式引线肖特基势 垒二极管)、中频和直流通路及高频旁路等部分组成。信号 从电路左边送入，经定向耦合器和阻抗变换器加到混频二极 管上，本振功率从定向耦合器的另一端口输入也加到二极管 上。
i2(t)uS2g2(t)UScosSt[g02n1gncosn(Lt)]
(3-68)
第3章 微波混频器 设ωS>ωL，ω0=ωS－ωL，则由式(3-68)可得到两管产生
基于ADS的微波混频器设计分析
基于ADS的微波混频器设计分析微波混频器是一种通过将不同频率的信号进行混合，产生新的信号频率的器件。
它在通信系统、雷达系统、无线电设备等领域中具有广泛的应用。
本文将基于ADS软件对微波混频器的设计和分析过程进行详细介绍。
一、微波混频器的工作原理微波混频器是利用非线性器件的特性，将两个输入信号混合在一起，产生新的频率信号的器件。
其基本工作原理是利用非线性器件产生新的频率分量，然后通过滤波器将所需的混频输出信号进行提取。
在微波混频器中，常见的非线性器件有二极管和场效应管。
当输入的两个信号分别为f1和f2时，混频器将产生f1、f2及其差频和和频的信号。
通过适当的滤波器可以将所需的混频输出信号进行提取，达到我们需要的混频效果。
二、ADS软件的介绍ADS（Advanced Design System）是由美国Keysight Technologies公司开发的一款专业的微波电路设计软件。
它可以用于射频、微波和信号完整性设计，提供了从原理级到电路级的仿真和优化功能，是微波电路设计中非常重要的工具之一。
ADS软件能够对混频器的设计、仿真和分析进行全面的支持，包括S参数仿真、非线性仿真、优化等功能，能够帮助工程师快速准确地完成微波混频器的设计与分析工作。
1. 设计混频器电路在ADS软件中绘制混频器的原理图，选择合适的二极管或场效应管等非线性器件，并设计混频器的输入和输出匹配电路。
通过ADS中的射频电路模块来设计匹配网络，实现对输入信号和输出信号的匹配。
还需要设计混频器的偏置电路，确保非线性器件处于正常工作状态。
2. 进行S参数仿真在完成混频器电路设计后，通过ADS软件进行S参数仿真，分析混频器的输入和输出匹配情况、增益特性、带宽等重要参数。
通过对S参数仿真结果的分析，可以对混频器的性能进行初步评估，并对后续的优化工作提供重要参考。
3. 进行非线性仿真由于微波混频器的工作原理是基于非线性器件的，因此混频器的非线性特性对其性能影响非常大。
第三章 混频器
H (ω )
3.3 混频失真与干扰 ——镜像频率的产生 镜像频率的产生
ωI
ωI
ωR
H (ω )
ωL + ωI
ω
输入到混频器的射频信号 与镜频干扰信号频谱
本振信号频谱
ωL
H (ω )
ω
混频结果
ω
ωL − ωR
ωL
2ω L + ω I
3.3 混频失真与干扰 ——镜像频率的产生 镜像频率的产生
fR
fL
3.3 混频失真与干扰
组合频率分量 ω1 ω2 2 ω1 2 ω2 |ω1 ± ω2| 幂次 1 1 2 2 2 组合频率分量 3ω1 3ω2 |2ω1 ± ω2| |ω1 ± 2ω2| ±pω1 ± qω2 幂次 3 3 3 3 n
DC f 2 − f1
2 f1 − f 2
f1 f 2
2 f 2 − f1
•把i = f (UQ + u1 + u2)在(UQ + u1)上对 u2 Taylor展开 把 在 上对 展
i = f (U Q + u1 + u2 ) 1 '' 2 = f (U Q + u1 ) + f (U Q + u1 )u2 + f (U Q + u1 )u2 + L 2!
'
•若u2足够小，简化为 若 足够小，
± [(rf m1 − sf m 2 ) − f LO ] = f IF
这些频率分量使混频器的输出中频失真。 这些频率分量使混频器的输出中频失真。它是由 非线性器件的(r+s+1)次方产生的。与线性放大器 次方产生的。 非线性器件的 次方产生的 一样， 一样，这种由两个干扰信号互相作用而产生的干 扰称为互调失真
第三讲 微波混频器原理
给出各种微波混频器的电路实现等。
第3章 微波混频器
3.1.1 本振激励特性——混频器的大信号参量
如图3-2所示，在混频二极管上加大信号本振功率和直 流偏置(或零偏压)时，流过混频二极管的电流由二极管的伏 安特性来决定。加在二极管上的电压是直流偏置与本振信号 之和，二极管的伏安特性近似为指数函数，即 u (t ) E 0 U L c o s L t
第3章 微波混频器
图 3-3
二极管混频器原理图
第3章 微波混频器
由于UL>>US，可以认为二极管的工作点随本振电压变
化，认为接收到的信号是一个微小电压增量，因此将回路电 流在各个工作点展开为泰勒级数。为了讨论方便，将ZL、 ZL0、ZS短路，这时流过二极管的瞬时电流值为
i f (u ) f ( E 0 U L co s L t U S co s S t ) f ( E 0 U L co s L t ) f '( E 0 U L co s L t )U S co s S t 1 2! f ''( E 0 U L co s L t )(U S co s S t ) …
i=f (E0+uL+uS+u0+ui) =f (E0+uL+Δu)
式中：Δu=uS+u0+ui，利用前面的分析方法，得到小信号电
流为
第3章 微波混频器
iD小= f′(E0+uL)Δu=g(t)· Δu
= (g0+2g1 cosωLt+2g2 cos2ωLt+„)×(US sinωSt－U0 sinω0t －Ui sinωit) =g0US sinωSt－g0U0 sinω0t－g0Ui sinωit +g1US sin(ωL+ωS)t+g1US sin(ωS－ωL)t －g1U0 sin(ωL+ω0)t+g1U0 sin(ωL－ω0)t +g1Ui sin(ωL－ωi)t－g1Ui sin(ωL+ωi)t +g2US sin(2ωL+ωS)t－g2US sin(2ωL－ωS)t －g2U0 sin(2ωL+ω0)t+g2U0 sin(2ωL－ω0)t －g2Ui sin(2ωL+ωi)t+g2Ui sin(2ωL－ωi)t (3-15)
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i f (v) Isa e
v
(3-1)
( EU c o s t ) 0 L L i f ( EU c o s t ) I e 0 L L s a
I s ae e
E U c o s t 0 L L
(3-2)
图 3-2 混频二极管加直流偏压和本振功率时的原理图
(3-9)
展开式中的第一项为本振激励下的流过二极管的大信号
展开式中的其他各项为二极管中的小信号成分，当uS很 小时，可仅取第二项。由式(3-9)可知，f′(E0+UL cosωLt)是在 本振激励下二极管所呈现的时变电导g(t) 由式(3-7)～式(3-9)可知，二极管中的小信号成分近似为
i ( t ) fE ' ( U c o s t ) U c o s t 0 L L S S
以上是假设接收信号较弱情况下的小信号分析，并设
本振与信号初相位均为零。实际中二者之间有相位差，而且 信号可能较强，如雷达近距离目标的反射信号、附近电台的 干扰信号等，在这种情况下，就不能将U2S以上的高次项忽 略了。此时混频电流的频谱分量大为增加。下面定性分析信 号较强情况下的电流频谱。 为了简便起见，用指数形式表达g(t)函数。 根据式(3-8)， 考虑初相位φL和φS，则有
从式(3-15)中取出信频、中频和镜频电流，它们的幅值分别
为
IS=g0US－g1U0+g2Ui I0=g1US－g0U0+g1Ui Ii=－g2US+g1U0－g0Ui
式(3-16)是一个三端口网络的线性方程组。三个端口分
别为信号端、中频端和镜频端。由此画出的混频器的等效电 路如图3-6(a)所示。 (3-16)
( g 2 g c o s t 2 g c o s 2 t … ) U c o s t 0 1 L 2 L S S
n 1
(3-10)
g U c o s t g U c o s ( n t ) 0 S S n S L S
混频器电流的主要频谱如图3-4所示，并用虚线画出了
gt ()g 2 g o s t 0 nc L
n 1
(3-8)
式中：g0称为二极管的平均混频电导，gn是对应本振n次谐
3.1.2 二极管混频器的原理等效电路如图3-3所示，在肖特基 势垒二极管上加有较小的直流偏压(或零偏压)、大信号本振 功率(1 mW以上)及接收到的微弱信号(微瓦(μW)量级以下)。
.
振(ωL)所有可能的各次谐波组合，它比小信号时的组合分量 丰富得多，从而消耗更多的信号功率，使变频损耗增加，并 产生各种变频干扰和失真。因此，在设计混频电路时，应考 虑如何抑制部分组合频率成分，以改善混频器的性能。
3.1.3
上面求混频产生的小信号电流i(t)时，仅计算了接收信 号vS(t)和本振的所谓“一次混频”， 而未考虑混频产物的反 作用。在实际工作中，至少要考虑中频ω0和镜频ωi的反作用， 实际的混频器电路可以等效为图3-5所示的简化电路。 本振电压：uL(t)=UL cosωLt 信号电压：uS(t)=US sinωSt 中频电压：u0(t)=－U0 sinω0t 镜频电压：ui(t)=－Ui sinωit
显然，流过二极管的大信号电流是本振功率ωL的周期性函
数，可用傅里叶级数表示为
i I0 2 In c o sE 0 式中：直流分量I I e J ( U ) 0 s a 0 L
E 0 n次谐波电流幅值 I I e J ( U ) n s a n L E 0 本振基波电流幅值 I 2 I2 Ie JU ( )
g () t g 2 g c o s ( n t n ) 0 n L L
n 1
(3-11)
用指数形式可表示为
j nt j nt j nt * L L L g ( t ) g [ y e y e ] y e 0 n n n n 1 n
通常，微波混频器是一种非线性电阻频率变换电路。 微波混频器的核心元件是肖特基势垒二极管。常见的微波混 频器基本电路有三种类型：单端混频器使用一个混频二极管， 是最简单的微波混频器；单平衡混频器使用两个混频二极管；
双平衡混频器采用四个混频二极管。本节以元件的特性为基
础，分析非线性电阻微波混频器的工作原理及性能指标，包 括电路时-频域关系、功率关系、变频损耗、噪声特性，并
微波混频器的工作原理
微波混频器是通信、雷达、电子对抗等系统的微波接收
机以及很多微波测量设备所不可缺少的组成部分。它将微弱
的微波信号和本地振荡信号同时加到非线性元件上，变换为 频率较低的中频信号，进一步进行放大、解调和信号处理。
图3-1是微波混频器的原理图，对它的基本要求是小变频损
图 3-1
微波混频器的原理框图
式中：Δu=uS+u0+ui，利用前面的分析方法，得到小信号电
流为
iD小= f′(E0+uL)Δu=g(t)·Δu
= (g0+2g1 cosωLt+2g2 cos2ωLt+…)×(US sinωSt－U0 sinω0t －Ui sinωit) =g0US sinωSt－g0U0 sinω0t－g0Ui sinωit +g1US sin(ωL+ωS)t+g1US sin(ωS－ωL)t －g1U0 sin(ωL+ω0)t+g1U0 sin(ωL－ω0)t +g1Ui sin(ωL－ωi)t－g1Ui sin(ωL+ωi)t +g2US sin(2ωL+ωS)t－g2US sin(2ωL－ωS)t －g2U0 sin(2ωL+ω0)t+g2U0 sin(2ωL－ω0)t －g2Ui sin(2ωL+ωi)t+g2Ui sin(2ωL－ωi)t (3-15)
图 3-6
混频器的等效电路
(a) 等效电路；(b) 三端口网络
如果将电导数值用网络［g］表示，则图3-6(a)可画成图
3-6(b)所示的三端口网络形式，同时还可将式(3-16)写成矩阵 形式:
IS g0 g1 g2 US I g g g U 1 0 0 1 0 Ii g2 g1 g0 Ui
.
(3-13)
式中：I
. n m
是每个nωL+mωS频率分量的复振幅。因为i(t)是
* I n m I n, m .
时间的实函数，所以有 (3-14)
从式(3-14)中可得到实数中频电流为
i ( t ) 2 |I | c o s [ ( ) t ] 1 , 1 0 S L 可见，当信号较强时，混频电流i(t)中包括信号(ωS)和本
当US较大，不能忽略U2S以上各项时，则式(3-9)最终可
写为
j ( n m ) j ( n m ) t L S L S it ( ) | I | e e n m n m
j (n m ) t L S Inme n m .
混频电流中的大信号成分，即直流、本振基波及本振各次谐 波。
图 3-4
混频器电流的主要频谱(设ω0=ωS－ωL)
(1) 在混频器中产生了无数的组合频率分量，若负载ZL 采用中频带通滤波器，就可以取出所需的中频分量而将其他 (2) 从式(3-10)可得中频分量振幅为
I0=g1US
中频电流振幅与输入信号振幅US成比例，即在小信号
uL(t)=UL cosωLt
uS(t)=US cosωSt
图 3-3
二极管混频器原理图
由于UL>>US，可以认为二极管的工作点随本振电压变
化，认为接收到的信号是一个微小电压增量，因此将回路电 流在各个工作点展开为泰勒级数。为了讨论方便，将ZL、 ZL0、ZS短路，这时流过二极管的瞬时电流值为
if( u ) f (E U o s t U o s t) 0 Lc L Sc S f (E U o s t) f '(E U o s t) U o s t 0 Lc L 0 Lc L Sc S 1 2 f ''(E U c o s t )( U c o s t ) … 0 L L S S 2 !
(3-12) jn L 。如果定义g ＝g 式中： yn gn ejnL ， y g e n －n， n n
j n * ，并且y ＝g 。 L 则y g e y 0 0 － n n n 同样，信号电压可以表示为
1 j t j t S S u U c o s ( t ) U ( e e ) S S S S S 2
给出各种微波混频器的电路实现等。
3.1.1 本振激励特性——
如图3-2所示，在混频二极管上加大信号本振功率和直 流偏置(或零偏压)时，流过混频二极管的电流由二极管的伏 安特性来决定。加在二极管上的电压是直流偏置与本振信号 之和，二极管的伏安特性近似为指数函数，即
u(t) E 0 U L cos Lt
L 1 1 s a 1
L
当αUL足够大时， 有
Jn( U L)
U L e
2 π U L
故直流分量和本振基波电流幅值为
I0
即
Isa e ( E0 UL ) 2πU L
IL1≈2I0
(3-4)
则所需的本振激励功率为
1 P I I L 1U L 0U L L 2
混频器对本振呈现的电导为
极管呈现的电导为
d i |u E U o s t) E U o s t f '( 0 Lc L 0 Lc L d v (E U o s t) 0 Lc L I gt () s ae