反激变换器设计笔记

第1章反激变换器设计笔记开关电源的设计是一份非常耗时费力的苦差事，需要不断地修正多个设计变量，直到性能达到设计目标为止。

本文step-by-step 介绍反激变换器的设计步骤，并以一个6.5W 隔离双路输出的反激变换器设计为例，主控芯片采用NCP1015。

图 1 基于NCP1015 的反激变换器1.1 概述基本的反激变换器原理图如图1 所示，在需要对输入输出进行电气隔离的低功率（1W～60W）开关电源应用场合，反激变换器（Flyback Converter）是最常用的一种拓扑结构（Topology）。

简单、可靠、低成本、易于实现是反激变换器突出的优点。

1.2 设计步骤图 2 反激变换器设计步骤接下来，参考图2 所示的设计步骤，一步一步设计反激变换器。

1. Step1：初始化系统参数------输入电压范围：V inmin_AC 及V inmax_AC ------电网频率：f line （国内为50Hz ）------输出功率：（等于各路输出功率之和）1122o out out out out P V I V I =⨯+⨯+（1）------初步估计变换器效率：η（低压输出时，η取0.7～0.75，高压输出时，η取0.8～0.85）根据预估效率，估算输入功率：oinP P η=（2）对多路输出，定义K L （n ）为第n 路输出功率与输出总功率的比值： ()()o n L n oP K P = （3）L （n ）（范例）Step1：初始化系统参数------输入电压范围：90～265VAC ------电网频率：f line =50Hz ------输出：（主路）V out1=5V ，I out1=1A ； （辅路）V out2=15V ，I out2=0.1A则：1122 6.5o out out out out P V I V I W =⨯+⨯= ------预估变换器的效率：η=0.8 则：8.25oin P P W η==K L1=0.769， K L2=0.231 2. Step2：确定输入电容CbulkC bulk 的取值与输入功率有关，通常，对于宽输入电压（85～265VAC ），取2～3μF/W ；对窄范围输入电压（176～265VAC ），取1μF/W 即可，电容充电占空比D ch 一般取0.2 即可。

图 3 Cbulk 电容充放电一般在整流后的最小电压V inmin_DC 处设计反激变换器，可由C bulk 计算V inmin_DC ：2min_min_(1)(2)in ch in DC in AC bulk lineP D V V C f ⨯-=-⨯ （4）（范例）Step2：确定输入电容------宽压输入，取2～3μF/W ：C bulk 取20μF 即可，实际设计中可采用15μF+4.7μF 的两个400V 高压电解电容并联。

则：C bulk =19.7μF 。

------计算整流后最小直流电压：2min_min_(1)(2)98in ch in DC in AC bulk lineP D V V V C f ⨯-=-=⨯3. Step3：确定最大占空比D max反激变换器有两种运行模式：电感电流连续模式（CCM ）和电感电流断续模式（DCM ）。

两种模式各有优缺点，相对而言，DCM 模式具有更好的开关特性，次级整流二极管零电流关断，因此不存在CCM 模式的二极管反向恢复的问题。

此外，同功率等级下，由于DCM 模式的变压器比CCM 模式存储的能量少，故DCM 模式的变压器尺寸更小。

但是，相比较CCM 模式而言，DCM 模式使得初级电流的RMS 增大，这将会增大MOS 管的导通损耗，同时会增加次级输出电容的电流应力。

因此，CCM 模式常被推荐使用在低压大电流输出的场合，DCM 模式常被推荐使用在高压 小电流输出的场合。

图 4 反激变换器对CCM 模式反激变换器而言，输入到输出的电压增益仅仅由占空比决定。

而DCM 模式反激变换器，输入到输出的电压增益是由占空比和负载条件同时决定的，这使得DCM 模式的电路设计变得更复杂。

但是，如果我们在DCM 模式与CCM 模式的临界处（BCM 模式）、输入电压最低（V inmin_DC ）、满载条件下，设计DCM 模式反激变换器，就可以使问题变得简单化。

于是，无论反激变换器工作于CCM 模式，还是DCM 模式，我们都可以按照CCM 模式进行设计。

如图 4（b ）所示，MOS 管关断时，输入电压Vin 与次级反射电压nVo 共同叠加在MOS 的DS 两端。

最大占空比D max 确定后，反射电压Vor （即nVo ）、次级整流二极管承受的最大电压V D 以及MOS 管承受的最大电压V dsmax ，可由下式得到：maxmin_max1or in DC D V V D =⨯- （5）max_in DCD o o orV V V V V =⨯+ （6）max max_ds in DC or V V V =+ （7）通过公式（5）（6）（7），可知，D max 取值越小，V or 越小，进而MOS 管的应力越小，然而，次级整流管的电压应力却增大。

因此，我们应当在保证MOS 管的足够裕量的条件下，尽可能增大D max ，来降低次级整流管的电压应力。

D max 的取值，应当保证V dsmax 不超过MOS 管耐压等级的80%；同时，对于峰值电流模式控制的反激变换器，CCM 模式条件下，当占空比超过0.5 时，会发生次谐波震荡。

综合考虑，对于耐压值为700V （NCP1015）的MOS max （范例）Step3：确定最大占空比D max------NCP1015 需工作于DCM 模式，低压满载时，占空比最大，此时：max 0.45D = ------由公式（5）计算反射电压：maxmin_max801or in DC D V V V D =⨯=-4. Step4：确定变压器初级电感L m对于CCM 模式反激，当输入电压变化时，变换器可能会从CCM 模式过渡到DCM 模式，对于两种模式，均在最恶劣条件下（最低输入电压、满载）设计变压器的初级电感L m 。

由下式决定：2min_max ()2in DC m in sw RFV D L P f K ⨯=⨯⨯⨯ （8）其中，f sw 为反激变换器的工作频率，K RF 为电流纹波系数，其定义如下图所示：图 5 流过MOS 管的电流波形及电流纹波系数对于DCM 模式变换器，设计时K RF =1。

对于CCM 模式变换器，K RF <1，此时，K RF 的取值会影响到初级电流的均方根值（RMS ），K RF 越小，RMS 越小，MOS 管的损耗就会越小，然而过小的K RF 会增大变压器的体积，设计时需要反复衡量。

一般而言，设计CCM 模式的反激变换器，宽压输入时（90～265VAC ），K RF 取0.25～0.5；窄压输入时（176～265VAC ），K RF 取0.4～0.8 即可。

一旦L m 确定，流过MOS 管的电流峰值I dspeak 和均方根值I dsrms 亦随之确定：2dspeak EDC II I ∆=+（9）dsrms I = （10）其中：min_maxinEDC in DC P I V D =⨯ （11）min_maxin DC m swV D I L f ⨯∆=⨯ （12）设计中，需保证I dspeak 不超过选用MOS 管最大电流值80%，I dsrms 用来计算MOS 管的导通损耗P cond ，R dson 为MOS 管的导通电阻。

2cond dsrms dson P I R =⨯ （13）5. Step5：选择合适的磁芯以及变压器初级电感的匝数开关电源设计中，铁氧体磁芯是应用最广泛的一种磁芯，可被加工成多种形状，以满足不同的应用需求，如多路输出、物理高度、优化成本等。

实际设计中，由于充满太多的变数，磁芯的选择并没有非常严格的限制，可选择的余地很大。

其中一种选型方式是，我们可以参看磁芯供应商给出的选型手册进行选型。

如果没有合适的参照，可参考下表：图 6 不同形状的铁氧体磁芯及骨架选定磁芯后，通过其Datasheet 查找A e 值，及磁化曲线，确定磁通摆幅△B，次级线圈匝数由下式确定：m dspeakpeL INB A⨯=∆⨯（14）其中，DCM 模式时，△B 取0.2～0.26T；CCM 时，△B 取0.12～0.18T。

图7 磁芯特性6. Step6：确定各路输出的匝数先确定主路反馈绕组匝数，其他绕组的匝数以主路绕组匝数作为参考即可。

主反馈回路 绕组匝数为：111out F s p orV V N N V +=⨯ （15）则其余输出绕组的匝数为：()()()111out n F n s n s out F V V N N V V +=⨯+ （16）辅助线圈绕组的匝数N a 为：111auk Faa s out F V V N N V V +=⨯+ （17）7. Step7：确定每个绕组的线径根据每个绕组流过的电流RMS 值确定绕组线径。

2D = （18） 初级电感绕组电流RMS ：prms dsrms I I = （19）次级绕组电流RMS 由下式决定：()sec ()()()orL n rms n dsrms out n F n V K I I V V ⨯=+ （20） ρ为电流密度，单位：A/mm 2，通常，当绕组线圈的比较长时（>1m ）,线圈电流密度取5A/mm 2；当绕组线圈长度较短时，线圈电流密度取6～10A/mm 2。

当流过线圈的电流比较大时，可以采用多组细线并绕的方式，以减小集肤效应的影响。

核算实际绕组导线所需要的窗口面积，由下式决定：cw FA A K =（21） 其中，A c 是所有绕组导线截面积的总和，K F 为填充系数，一般取0.2～0.3.8. Step8：为每路输出选择合适的整流管每个绕组的输出整流管承受的最大反向电压值V D（n ）和均方根值I Drms （n ）如下：max_()()()()()in DC out n F n D n out n orV V V V V V ⨯+=+（22）()()()()or L n Drms n dsrms out n F n V K I I V V ⨯=+ （23）选用的二极管反向耐压值和额定正向导通电流需满足：()1.3RRM D n V V ≥⨯ （24） ()()1.5F n Drms n I I ≥⨯（25）9. Step9：为每路输出选择合适的滤波器第n 路输出电容C out （n ）的纹波电流I caprms （n ）为：()caprms n I = （26）选取的输出电容的纹波电流值I ripple 需满足：()1.2ripple caprms n I I ≥⨯ （27）输出电压纹波由下式决定：()max()()()()()out n dspeak or c n L n out out n swout n F n I D I V R K V C f V V ⨯⨯⨯⨯∆=+⨯+ （28）有时候，单个电容的高ESR ，使得变换器很难达到我们想要的低纹波输出特性，此时可通过在输出端多并联几个电容，或加一级LC 滤波器的方法来改善变换器的纹波噪声。