CMOS模拟集成电路第12章―开关电容电路PPT课件
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CMOS 模拟集成电路课件完整
反偏电压将使耗尽区变宽，从而降低了有效沟道深度。因此，需 要施加更大的栅极电压以弥补沟道深度的降低，VSB偏压会影响 MOSFET的有效阈值电压VTH。随着VSB反偏电压的增加导致VTH的增 加，这种效应称为“体效应”。这种效应也称为“衬底偏置效应” 或“背栅效应”。
VTHN VTHN0
2qsi Na Cox
VGS 1 0 1.0 VDS 2 0 5
.op .dc vds 0 5 .2 Vgs 1 3 0.5 .plot dc -I(vds) .probe
*model .MODEL MNMOS NMOS VTO=0.7 KP=110U +LAMBDA=0.04 GAMMA=0.4 PHI=0.7
.end
Systems
Ch13 开关电容电路
Ch14 DAC/ADC
complex Ch10 运算放大器 Ch7 频率响应
Ch11 稳定性和频 率补偿
Ch8 噪声
Ch12 比较器 Ch9 反馈
Ch3 电流源电流镜 simple Ch4 基准源 Circuits
Devices
Ch5 单级放大器 ch2 MOS器件
*Output Characteristics for NMOS M1 2 1 0 0 MNMOS w=5u l=1.0u
VGS 1 0 1.0 VDS 2 0 5
设计
属性/规范
系统/电路1
系统/电路2 系统/电路3
……
一般产品描述、想法 系统规范要求的定义
系统设计 电路模块规范定义
电路实现 电路仿真
否
是否满足系统规范
是 物理（版图）设计
物理（版图）验证
寄生参数提取及后仿真
否
是否满足系统规范
VTHN VTHN0
2qsi Na Cox
VGS 1 0 1.0 VDS 2 0 5
.op .dc vds 0 5 .2 Vgs 1 3 0.5 .plot dc -I(vds) .probe
*model .MODEL MNMOS NMOS VTO=0.7 KP=110U +LAMBDA=0.04 GAMMA=0.4 PHI=0.7
.end
Systems
Ch13 开关电容电路
Ch14 DAC/ADC
complex Ch10 运算放大器 Ch7 频率响应
Ch11 稳定性和频 率补偿
Ch8 噪声
Ch12 比较器 Ch9 反馈
Ch3 电流源电流镜 simple Ch4 基准源 Circuits
Devices
Ch5 单级放大器 ch2 MOS器件
*Output Characteristics for NMOS M1 2 1 0 0 MNMOS w=5u l=1.0u
VGS 1 0 1.0 VDS 2 0 5
设计
属性/规范
系统/电路1
系统/电路2 系统/电路3
……
一般产品描述、想法 系统规范要求的定义
系统设计 电路模块规范定义
电路实现 电路仿真
否
是否满足系统规范
是 物理（版图）设计
物理（版图）验证
寄生参数提取及后仿真
否
是否满足系统规范
模拟CMOS集成电路设计单级放大器PPT课件
Av0
Gm Rout
gm 1 gm RS
RD
RD RS
(gmRS 1)
Amplifiers Ch.3 # 25
第25页/共55页
带源极负反馈的共源级（3）
Rup Rdown
Gm
gm 1 gmRS
Rup RD
Rdown gm1ro1RS
Rout Rup || Rdown RD (Rdown Rup )
第3页/共55页
放大器的性能指标
• 增益 • 速度（带宽、转换速率） • 功耗 • 电源电压、电源电压抑制比 • 线性度 • 噪声 • 输入摆幅、输出摆幅 • 输入/输出阻抗
北大微电子：模拟集成电路原理
Amplifiers Ch.3 # 4
第4页/共55页
模电设计中的八边形法则
北大微电子：模拟集成电路原理
信号放大
• 为什么信号需要放大？ • 信号太弱，不能驱动负载：阻抗匹配 • 降低后续噪声影响 • 用于反馈电路
• 放大前后信号可同量纲，也可不同量纲
• 同量纲时放大倍数可大于1，也可小于1
北大微电子：模拟集成电路原理
Amplifiers Ch.3 # 1
第1页/共55页
放大器的种类
电流放大器
V-V
Rup
1 gm2
Rdown ro1
Rout
Rup
||
Rdown
1 gm2
|| ro1
ro1 1 gm2ro1
1 gm2
(
1 gm2
ro1 )
Av0
Vout Vin
g R m1 out
gm1 gm2
Amplifiers Ch.3 # 16
第16页/共55页
CMOS门电路PPT课件
一、MOS管的开关特性
1. MOS管的结构和工作原理
-
S
vGS
vDS +
G
+ iD
D
N+
N+
G
P型衬底(B)
第三节 CMOS门电路
D B
S
当vDS> 0，但 vGS= 0 时，D-S间2不021/3导/9 通， iD= 0 。 当vDS> 0， 且vGS> vGS(th) (MOS管的开启电压）
时，栅极下面的衬底表面形成一个N型反型层。 这个反型层构成了D-S间的导电沟道，有 iD流通。
2. 电压传输特性
AB段：
vO
VDD A B
T1的开 启电压
T1导通， T2截止， VO = VOH ≈ VDD。
CD段：
1
2 V D D VGH(th)N
VGH(th)P
T2导通， T1截止， VO = VOL ≈ 0。
CD
T2的开 O 启电压
1 2 V DD
VDD
vI
2021/3/9
CMOS反相器的电压传输特性 BC段：
27
放映结束 感谢各位的批评指导！
谢 谢！
让我们共同进步
2021/3/9
28
C
C
V DD
T2
vI / vO T 1
v O / v I v I / v O TG
C
C
2021/3/9
C1,C0 时，传输门导通。
C0,C1 时，传输门截止。
vO / vI
20
第三节 CMOS门电路
利用 CMOS传输门和CMOS反相器可以组合成各种 复杂的逻辑电路， 如异或门、数据选择器、寄存器、计数器等。
1. MOS管的结构和工作原理
-
S
vGS
vDS +
G
+ iD
D
N+
N+
G
P型衬底(B)
第三节 CMOS门电路
D B
S
当vDS> 0，但 vGS= 0 时，D-S间2不021/3导/9 通， iD= 0 。 当vDS> 0， 且vGS> vGS(th) (MOS管的开启电压）
时，栅极下面的衬底表面形成一个N型反型层。 这个反型层构成了D-S间的导电沟道，有 iD流通。
2. 电压传输特性
AB段：
vO
VDD A B
T1的开 启电压
T1导通， T2截止， VO = VOH ≈ VDD。
CD段：
1
2 V D D VGH(th)N
VGH(th)P
T2导通， T1截止， VO = VOL ≈ 0。
CD
T2的开 O 启电压
1 2 V DD
VDD
vI
2021/3/9
CMOS反相器的电压传输特性 BC段：
27
放映结束 感谢各位的批评指导！
谢 谢！
让我们共同进步
2021/3/9
28
C
C
V DD
T2
vI / vO T 1
v O / v I v I / v O TG
C
C
2021/3/9
C1,C0 时，传输门导通。
C0,C1 时，传输门截止。
vO / vI
20
第三节 CMOS门电路
利用 CMOS传输门和CMOS反相器可以组合成各种 复杂的逻辑电路， 如异或门、数据选择器、寄存器、计数器等。
集成电路中元器件PPT课件
• 对于不同材料的连线，其串联寄生电阻大小也有所不 同。对应不同材料连线的方块电阻分别为：
第21页/共25页
连线上的寄生参数将对电路性能产生影响，如： 电源线上的寄生电阻会带来电源电压的衰减； 信号线上的寄生电阻和寄生电容将带来信号延迟； 导线互相平行或不同层导线交叉时，将带来相互串
扰。
第22页/共25页
MOS电容是非线性电容，主要用于电源滤 波电路。
第7页/共25页
4. “夹心”电容
总电容值C=C1+C2+C3+C4 该电容是一种线性电容，其底板寄生电容约为：
Cp≈（50%~60%）C
第8页/共25页
5. MOS管的极间电容和寄生电容
MOS管的极间电容存在于4个端子中的任意两端之间， 这些电容的存在影响了器件和电路的高频交流特性。包括：
第17页/共25页
6. 拐弯电阻计算
第18页/共25页
三、连线
第19页/共25页
概念
• 元件与元件之间必须通过“连线”才构成电路。理想的连线在实现连线的功能 时，不应带来额外的寄生效应；
• 在集成电路中，用于连线的有：金属、扩散区、多晶硅等。
第20页/共25页
• 上图为连线的寄生模型，图中R为串联寄生电阻，C为 并联寄生电容。连线越长，寄生参数也越大
第6页/共25页
3. MOS电容—栅极与沟道之间的电容 Cch
这种电容结构与MOS管一样，当栅极加 上电压形成沟道时电容就存在了，其一个极板是 栅极，另一个极板为沟道，沟道这一极由源极与 漏极短接而引出。
这种电容具有单位面积的最大电容，实际 上还存在沟道电阻问题。为减小沟道电阻，当L较 大时，可将栅极做成梳状形式。
• 设计时必须充分考虑电容的因素。
第21页/共25页
连线上的寄生参数将对电路性能产生影响，如： 电源线上的寄生电阻会带来电源电压的衰减； 信号线上的寄生电阻和寄生电容将带来信号延迟； 导线互相平行或不同层导线交叉时，将带来相互串
扰。
第22页/共25页
MOS电容是非线性电容，主要用于电源滤 波电路。
第7页/共25页
4. “夹心”电容
总电容值C=C1+C2+C3+C4 该电容是一种线性电容，其底板寄生电容约为：
Cp≈（50%~60%）C
第8页/共25页
5. MOS管的极间电容和寄生电容
MOS管的极间电容存在于4个端子中的任意两端之间， 这些电容的存在影响了器件和电路的高频交流特性。包括：
第17页/共25页
6. 拐弯电阻计算
第18页/共25页
三、连线
第19页/共25页
概念
• 元件与元件之间必须通过“连线”才构成电路。理想的连线在实现连线的功能 时，不应带来额外的寄生效应；
• 在集成电路中，用于连线的有：金属、扩散区、多晶硅等。
第20页/共25页
• 上图为连线的寄生模型，图中R为串联寄生电阻，C为 并联寄生电容。连线越长，寄生参数也越大
第6页/共25页
3. MOS电容—栅极与沟道之间的电容 Cch
这种电容结构与MOS管一样，当栅极加 上电压形成沟道时电容就存在了，其一个极板是 栅极，另一个极板为沟道，沟道这一极由源极与 漏极短接而引出。
这种电容具有单位面积的最大电容，实际 上还存在沟道电阻问题。为减小沟道电阻，当L较 大时，可将栅极做成梳状形式。
• 设计时必须充分考虑电容的因素。
CMOS门电路实用PPT课件
（ N沟道增强型 MOS 管为例）
VDD
RD
ID
D
uO
G
ui
S•
0
VGS(TH)
ID vGS 0
vGS>VGS(TH)
vGS<VGS(TH) vDS
➢ 当vI<VGS（TH）时：
MOS管工作在截止区，
vO=VOH≈VDD
➢ 当vI>VGS（TH）时：
在可变电阻区，沟道电阻很小，
vO=VOL≈0V
10
✓ vI = VDD-|VTP|~VDD段：仍假设TN导通，则vI传到vO后，有UGS（TN）<VTN→ TN 截止，与假设相矛盾。故此段TN截止。
第27页/共34页
vI 0 VTN
VDD-|VTP| VDD
C’=0 VDD
TP
G
S
D
TN通
TN止 TN
vI
vo
TP止
TP通
TP
TN D
S
RL
G
C=VDD
① CMOS传输门：控制信号传输的门
可实现双向传输
ui/uo
利用P沟道MOS管和N沟道MOS管的互补性构 成。
C和C'是一对互补的控制信号。
C' TP
VDD uo/ui
TN C
电路结构
TP : VTP < 0 TN : VTN > 0
︱UGS（TP）︱ >︱ VTP︱ UGS（TN） > VTN
VTN=︱VTP︱
定义： 开启电压（ UT）—— 沟道刚开始形成时的栅源 电压UGS。（一般2 ~ 3V）
S VDS
-
VGS
-D -G iD
模拟cmos集成电路设计拉扎维MOS器件物理基础PPT课件
定义从D流 向S为正 PMOS管电流驱动能力比NMOS管差 0.8 m nwell：p=250cm2/V-s, n=550cm2/Vs 0.5 m nwell：p=100cm2/V-s, n=350cm2/V-
第23页/共61页
跨导gm
VGS对IDS的控制能力 IDS对VGS变化的灵敏度
gm ID VGS VDS cons tant
• 直流关系式－I/V特性 • 交流关系式－小信号电路中的参数
第6页/共61页
MOS管简化模型
简化模型——开关 由VG控制的一个开关
第7页/共61页
MOS管的结构
Bulk（body）
源漏在物理结构上是完全对称的，靠什么区分开？
提供载流子的端口为源，收集载流子的端口为漏
最重要的工作区域？
受VG控制的沟道区
• 小信号模型 • 信号相对于偏置工作点而言比较小、不会显著影响偏置工作点时用该模型简化计算 • 由gm、 gmb、rO等构成低频小信号模型，高频时还需加上 CGS等寄生电容、寄生电阻（接触孔电阻、 导电层电阻等）
沟道电荷的产生
当VG大到一定 程度时，表面势 使电子从源流向 沟道区 VTH定义为表面电 子浓度等于衬底 多子浓度时的VG
第12页/共61页
阈值电压
0 栅与衬底功函数差
COX
OX
TOX
常通过沟道注入把VTH0调节到合适值 工艺确定后，VTH0就固定了，设计者无法改变
第13页/共61页
I/V特性－沟道随VDS的变化
第3页/共61页
掌握器件物理知识的必要性
• 数字电路设计师一般不需要进入器件内部，只把它当开关用即可 • AIC设计师必须进入器件内部，具备器件物理知识
• MOS管是AIC的基本元件 • MOS管的电特性与器件内部的物理机制密切相关，设计时需将两者结
第23页/共61页
跨导gm
VGS对IDS的控制能力 IDS对VGS变化的灵敏度
gm ID VGS VDS cons tant
• 直流关系式－I/V特性 • 交流关系式－小信号电路中的参数
第6页/共61页
MOS管简化模型
简化模型——开关 由VG控制的一个开关
第7页/共61页
MOS管的结构
Bulk（body）
源漏在物理结构上是完全对称的，靠什么区分开？
提供载流子的端口为源，收集载流子的端口为漏
最重要的工作区域？
受VG控制的沟道区
• 小信号模型 • 信号相对于偏置工作点而言比较小、不会显著影响偏置工作点时用该模型简化计算 • 由gm、 gmb、rO等构成低频小信号模型，高频时还需加上 CGS等寄生电容、寄生电阻（接触孔电阻、 导电层电阻等）
沟道电荷的产生
当VG大到一定 程度时，表面势 使电子从源流向 沟道区 VTH定义为表面电 子浓度等于衬底 多子浓度时的VG
第12页/共61页
阈值电压
0 栅与衬底功函数差
COX
OX
TOX
常通过沟道注入把VTH0调节到合适值 工艺确定后，VTH0就固定了，设计者无法改变
第13页/共61页
I/V特性－沟道随VDS的变化
第3页/共61页
掌握器件物理知识的必要性
• 数字电路设计师一般不需要进入器件内部，只把它当开关用即可 • AIC设计师必须进入器件内部，具备器件物理知识
• MOS管是AIC的基本元件 • MOS管的电特性与器件内部的物理机制密切相关，设计时需将两者结
集成电路原理课件-cmos
集成电路原理与设计
1
微电子学
• 微电子技术是电子计算机和通信的核心技术 • 微电子技术的核心是集成电路（Integrated Circuit, IC） 技术 • 微电子学是电子学的一门分支，主要研究电子或离 子在固体材料中的运动规律及其应用 • 微电子学是以实现电路和系统的集成为目的，研究 如何利用半导体的微观特性以及一些特殊工艺，在 一块半导体芯片上制作大量的器件，从而在一个微 小面积中制造出复杂的电子系统。
I
D
dx
V 0
WC
ox
n [VGS V ( x) VTH ]dV
I/V特性的推导（3）
W 1 2 I D = nCox [(VGS - VTH )VDS - VDS ] （2.8） L 2 W VGS - VTH 称为过驱动电压； 称为宽长比 L 三极管区(线性区)
每条曲线在VDS＝VGS－VTH时取最 大值，且大小为：
CGD CGS
WLCOX WCOv 2
CGB可以忽略不计
CSB = CDB =
WE源极Cj (1 VSB /B ) WE漏极Cj (1 VDB /B )
mj mj
源极周长 C jsw (1 VSB /B )
m jsw
漏极周长 C jsw (1 VDB/B )
MOS器件电容
栅源、栅漏、栅衬电容与VGS关系
1) VGS < VTH截止区
CGD CGS WCOv
CGB W 2 L2 COX q si N sub / 4 F WLCOX Cd = 其中Cd＝WL q si N sub / 4 F WLCOX Cd WLCOX WL q si N sub / 4 F
1
微电子学
• 微电子技术是电子计算机和通信的核心技术 • 微电子技术的核心是集成电路（Integrated Circuit, IC） 技术 • 微电子学是电子学的一门分支，主要研究电子或离 子在固体材料中的运动规律及其应用 • 微电子学是以实现电路和系统的集成为目的，研究 如何利用半导体的微观特性以及一些特殊工艺，在 一块半导体芯片上制作大量的器件，从而在一个微 小面积中制造出复杂的电子系统。
I
D
dx
V 0
WC
ox
n [VGS V ( x) VTH ]dV
I/V特性的推导（3）
W 1 2 I D = nCox [(VGS - VTH )VDS - VDS ] （2.8） L 2 W VGS - VTH 称为过驱动电压； 称为宽长比 L 三极管区(线性区)
每条曲线在VDS＝VGS－VTH时取最 大值，且大小为：
CGD CGS
WLCOX WCOv 2
CGB可以忽略不计
CSB = CDB =
WE源极Cj (1 VSB /B ) WE漏极Cj (1 VDB /B )
mj mj
源极周长 C jsw (1 VSB /B )
m jsw
漏极周长 C jsw (1 VDB/B )
MOS器件电容
栅源、栅漏、栅衬电容与VGS关系
1) VGS < VTH截止区
CGD CGS WCOv
CGB W 2 L2 COX q si N sub / 4 F WLCOX Cd = 其中Cd＝WL q si N sub / 4 F WLCOX Cd WLCOX WL q si N sub / 4 F
CMOS集成电路设计基础实用PPT课件
即 UGDP=|Ui-Uo|<|UTHP|
第31页/共76页
3. CD段 当Ui进一步增大， 且满足 Uo+|UTHP|≤Ui≤Uo+UTHN N管和P管的电流相等， 根据电流方程：
I DN
nCox
2
W L
N
(UGSN
UTHN )2
I DP
pCox
2
W L
N
(U
GSP
UTHP )2
第21页/共76页
CMOS传输门的直流传输特性
CMOS传输门的直流传输特性如图 所示， 它不存在阈值损失问题： (1) 当UGN=“0”， UGP=“1”时， N管、 P管均截止， Uo=0。
(2) 当UGN=“1”, UGP=“0”时， Ui由“0”升高到“1”的过程分为以下三个阶段(分析中， 设“1”为UDD=5Ｖ， “0”为接地(0 V）， UTHN=|UTHP|=0.9 V):
PD1
1 Tc
T1 0
(iDP
UDSP )dt
T2 0
(iDN
U DSN
)dt
iDP iDN
CL
dUo dt
式中Tc为输入信号周期
UDSP UDD Uo
功率延时积
功率延时积（PDP） =E=每操作消耗的能量=Pav×tp
能量延时积
能量延时积（EDP） =门的品质（度量）因子= E×tp
第10页/共76页
功（热）耗对设计的要求： 功耗影响设计：封装、冷却、电源线尺寸、电源容量、集 成度 功耗影响电路的可行性、成本、可靠性。 峰值功耗（确定电源线尺寸）、平均功耗（确定冷却、对 电池要求） 动态功耗（翻转功耗）、静态功耗（漏电功耗） 传播延时与功耗的关系：功耗延时积、能量延时积
第31页/共76页
3. CD段 当Ui进一步增大， 且满足 Uo+|UTHP|≤Ui≤Uo+UTHN N管和P管的电流相等， 根据电流方程：
I DN
nCox
2
W L
N
(UGSN
UTHN )2
I DP
pCox
2
W L
N
(U
GSP
UTHP )2
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CMOS传输门的直流传输特性
CMOS传输门的直流传输特性如图 所示， 它不存在阈值损失问题： (1) 当UGN=“0”， UGP=“1”时， N管、 P管均截止， Uo=0。
(2) 当UGN=“1”, UGP=“0”时， Ui由“0”升高到“1”的过程分为以下三个阶段(分析中， 设“1”为UDD=5Ｖ， “0”为接地(0 V）， UTHN=|UTHP|=0.9 V):
PD1
1 Tc
T1 0
(iDP
UDSP )dt
T2 0
(iDN
U DSN
)dt
iDP iDN
CL
dUo dt
式中Tc为输入信号周期
UDSP UDD Uo
功率延时积
功率延时积（PDP） =E=每操作消耗的能量=Pav×tp
能量延时积
能量延时积（EDP） =门的品质（度量）因子= E×tp
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功（热）耗对设计的要求： 功耗影响设计：封装、冷却、电源线尺寸、电源容量、集 成度 功耗影响电路的可行性、成本、可靠性。 峰值功耗（确定电源线尺寸）、平均功耗（确定冷却、对 电池要求） 动态功耗（翻转功耗）、静态功耗（漏电功耗） 传播延时与功耗的关系：功耗延时积、能量延时积
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20
开关电容放大器
• 3.1 单位增益采样/缓冲器（续）
速度问题 采样模式下， X处的等效对地电阻
通常，Ron2<<R0,且GmR0>>1，因 此，Rx≈1/Gm 采样模式下的时间常数
16.09.2020
21
开关电容放大器
• 3.1 单位增益采样/缓冲器（续）
速度问题 放大模式下，
▪在开始时，运放的输入会得到一个很大的值（V0），产生转换，按照大信号行为分析，按运放的 转换速率计算。 ▪当放大器进入线性区后，采用线性模型计算。
16.09.2020
9
采样开关
• 2.2 速度问题（续）
采样速度的决定因素
▪开关的导通电阻 输入接近VDD-VTHN时，Ron→∞
Pmos：输入接近|VTHP|时，Ron→∞
16.09.2020
10
采样开关
• 2.2 速度问题（续）
CMOS互补开关
保证同时断开
16.09.2020
16.09.2020
22
开关电容放大器
• 3.1 单位增益采样/缓冲器（续）
速度问题（续） 在线性放大阶段，将CH上的电荷等效为一个电 压源Vs，计算传输函数
并考虑GmR0CH>>CH和Cin简化公式，
如果Cin<<CL及CH，上式简化为CL/Gm
16.09.2020 X点的寄生电容（Cin）会影响速度和精度，因此采样“下极板采样”23
开关电容放大器
• 3.2 同相放大器
采样阶段（b）： S1，S2闭合，S3断开 Vout＝Vx≈0，电容两端V0＝Vin 放大阶段（c）： S1，S2断开，S3闭合 Vout＝Vin0(C1/C2)
增益：
15
采样开关
• 2.4 电荷注入抵消（续）
方法二：CMOS开关 可以抑制电荷注入，要求：
W 1 L 1 C o( V x C V K i n V T) H W 2 N L 2 C o( V x i n V T) H P
但由于NMOS和PMOS的交叠电容不 相等，只能部分消除时钟馈通
16.09.2020
11
采样开关
• 2.3 精度问题
沟道电荷注入 导通时，沟道中的电荷 Qch会在关断后通过S和D 端流出。
粗略地，假设一半电荷注入到CH上， Vout
再考虑体效应的非线性，沟道电荷注入 将导致三种误差：
增益误差；直流失调；非线性
16.09.2020
12
采样开关
• 2.3 精度问题（续）
时钟馈通 时钟信号通过交叠电容 耦合到采样电容上。
▪可以“跟踪”和“冻结” 信号
(▪“V零in失的调最”高开电关压)等于VDDVTH
线性区
16.09.2020
7
采样开关
• 2.1 MOSFET开关
▪Vin的最高电压等于VDD-VTH 当Vout趋进VDD-VTH时，M1趋于截止。
16.09.2020
8
采样开关
• 2.2 速度问题
采样速度的决定因素 ▪开关的导通电阻 ▪采样电容：小的采样电容可以提高采样速度
S3：S3的沟道电荷来自运放，不会产 生误差。
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开关电容放大器
• 3.1 单位增益采样/缓冲器（续）
精度问题 运放的增益和输入电容Cin为有限值 放大模式下，VX不等于0，从CH上抽 取CinVX电荷
V C H (C H V 0 C iV n X )/C H
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CMOS模拟集成电路设计
开关电容电路
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提纲
提纲
• 1、概述 • 2、采样开关 • 3、开关电容放大器 • 4、开关电容积分器
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概述
1、概述
• CMOS连续时间反馈放大器的问题
CMOS放大器为了有较大增益，需要 有很大的开环输出电阻
闭环增益不精确
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采样开关
• 2.3 精度问题（续）
kT/C噪声
Vn2 kT/C
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采样开关
• 2.4 电荷注入抵消
方法一：“虚拟”开关 可以抑制电荷注入，但不精确， 粗略地，假设一半电荷注入到CH上，
得到，W2=0.5W1，L2=L1 此时，也可以抑制时钟馈通
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采样电容
• 2.5 采样电容
下极板采样： 放大器的输入接采样电容 的上极板
好处： ▪减小X点对地电容； ▪避免X点注入衬底噪声
上极板
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下极板
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开关电容放大器
3、开关电容放大器
• 3.1 单位增益采样/缓冲器
采样阶段（a）： S1，S2闭合，S3断开 Vout＝Vx≈0，电容两端V0＝Vin 放大阶段（b）： S1，S2断开，S3闭合 Vout＝V0＝Vin－
放大阶段（b）： S1，S2断开，S3闭合，通过C2上的负反 馈，C1上的电荷转到C2上， Vout＝VinC1/C2
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负反馈 0
（b）
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概述
• 开关电容电路
特点： ▪采样 ▪放大阶段仅对采样电压放大器 ▪状态的转换，导致电路的稳定性问题
优点：
▪Vout达到稳定后，通过C2的电流接近0，即稳定后反馈电容不会 降低放大器的开环增益；
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概述
• CMOS连续时间反馈放大器的问题（续）
采用电容代替反馈电阻
电路呈现高通传输特性，所以不适合 放大宽带信号
Av
RF
1 C2s 1
RFC1s RFC2s 1
C1s
只有当ω>>(RFC2)-1时，AV≈-C1/C2
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概述
• 开关电容电路
采样阶段（a）： S1，S2闭合，S3断开，C1上存储的电荷 为VinC1
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（a）
（b）
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开关电容放大器
• 3.1 单位增益采样/缓冲器（续）
沟道电荷注入的影响 从采样到放大模式， S2比S1稍微早断 开一会儿，CH上的电荷为CHV0 S2：引入失调，可以通过差分工 作方式消除
S1：如果S2首先断开（采样时刻）， 由于X点“悬空”，采样电容上的电 荷保持不变，因此， S1的电荷不会带 来误差
▪电容更易实现； ▪开关电容放大器在CMOS工艺中更容易实现；CMOS工艺具有 简单开关和高输入阻抗，使得其成为数据采样应用的主要选择。
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采样开关
2、采样开关和电容
• 2.1 MOSFET开关
电压传输
▪MOS开关大部分时间工作 在线性区，等效一个电阻
▪MOS开关可以双向传输
t=t0时，饱和区 当Vout≤VDD-VTH时，线性区