毕业设计87扩频通信系统干扰及其仿真技术设计

目录

第1章引言 (2)

第2章直接序列扩频系统的组成 (3)

第3章数字信号的频带传输 (4)

3．1 数字相位调制 (4)

3．2 2PSK信号的解调 (4)

第4章直扩系统的性能分析 (6)

4．1 扩频系统的抗干扰性能 (6)

4．2 扩频系统的同步 (7)

第5章程序仿真 (9)

5．1 直接序列扩频通信系统仿真 (9)

5．2 加入噪声后的直扩系统仿真 (13)

第6章直扩系统干扰效果评估 (22)

6．1 理论分析 (22)

6．2 Matlab仿真 (24)

结论 (26)

参考文献 (26)

扩频通信系统干扰及其仿真技术

第 1 章引言

扩频通信，即扩展频谱通信(Spread Spectrum Communication)，它与光纤通信、卫星通信，一同被誉为进入信息时代的三大高技术通信传输方式。扩频通信技术自50 年代中期美国军方便开始研究，一直为军事通信所独占，广泛应用于军事通信、电子对抗以及导航、测量等各个领域。直到80年代初才被应用于民用通信领域。为了满足日益增长的民用通信容量的需求和有效地利用频谱资源，各国都纷纷提出在数字峰窝移动通信、卫星移动通信和未来的个人通信中采用扩频技术，扩频技术现已广泛应用于蜂窝电话、无绳电话、微波通信、无线数据通信、遥测、监控、报警等系统中。

第 2 章直接序列扩频系统的组成

直接序列扩频系统（DS，Direct Sequence）又称为直接序列调制系统或伪噪声系统（PN 系统），简称为直扩系统，是目前应用较为广泛的一种扩展频谱系统。人们对直扩系统的研究最早，如美军的国防卫星通信系统（AN-VSC-28）、全球定位系统（GPS）、航天飞机通信用的跟踪和数据中继卫星系统（TDRSS）等都是直扩技术应用的实例。直扩系统是将要发送的信息用伪随机（PN）序列扩展到一个很宽的频带上去，在接收端，用与发送端扩展用的相同的伪随机序列对接收到的扩频信号进行相关处理，恢复出原来的信息。干扰信号由于与伪随机序列不相关，在接收端被扩展，使落入信号频带内的干扰信号功率大大降低，从而提高了系统的输出信噪（干）比，达到抗干扰的目的。一种典型的扩展频谱系统如图1 所示。

图1 典型扩展频谱系统框图

它主要由原始信息、信源编译码、信道编译码（差错控制）、载波调制与解调、扩频调制与解扩频和信道六大部分组成。信源编码的目的是去掉信息的冗余度，压缩信源的数码率，提高信道的传输效率。差错控制的目的是增加信息在信道传输中的冗余度，使其具有检错或纠错能力，提高信道传输质量。调制部分是为使经信道编码后的符号能在适当的频段传输，如微波频段，短波频段等。扩频调制和解扩是为了某种目的而进行的信号频谱展宽和还原技术。与传统通信系统不同的是，在信道中传输的是一个宽带的低谱密度的信号。

第 3 章 数字信号的频带传输

与模拟通信相似，要使某一数字信号在带限信道中传输，就必须用数字信号对载波进行调制。对于大多数的数字传输系统来说，由于数字基带信号往往具有丰富的低频成分，而实际的通信信道又具有带通特性，因此，必须用数字信号来调制某一较高频率的正弦或脉冲载波，使已调信号能通过带限信道传输。这种用基带数字信号控制高频载波，把基带数字信号变换为频带数字信号的过程称为数字调制。那么，已调信号通过信道传输到接收端，在接受端通过解调器把频带数字信号还原成基带数字信号，这种数字信号的反变换称为数字解调。通常，我们把数字调制与解调合起来称为数字调制，把包括调制和解调过程的传输系统叫做数字信号的频带传输系统。

3. 1 数字相位调制

数字相位调制又称相移键控（PSK ，Phase Shift Keying ）。二进制相移键控记作2PSK ，多进制相移键控记作MPSK 。它们是利用载波振荡相位的变化来传送数字信息的。通常又把它们分为绝对相移（PSK ）和相对相移（DPSK ）两种：

（1）绝对相移。绝对相移是利用载波的相位偏移（指某一码元所对应的已调波与参考载波的初相差）直接表示数据信号的相移方式。假若规定：已调载波与未调载波同相表示数字信号“0”，与未调载波反相表示数字信号“1”。

（2）相对相移。相对相移是利用载波的相对相位变化表示数字信号的相移方式。所谓相对相位是指本码元初相与前一码元末相的相位差（即向量偏移），有时也可用相位偏移来描述。相位偏移指的是本码元的初相与前一码元的初相相位差。当载波频率是码元速率的整数倍时，向量偏移与相位偏移是等效的，否则是不等效的。

假若规定：已调载波相对相位不变表示数字信号“0”，相对相位改变π表示数字信号“1”。由于初始参考相位有两种可能，因此相对相移波形也有两种形式，然而，我们可以看出，无论哪种波形，数字信号“1”总是与相邻码元有相位突变相对应，数字信号“0”总是与相邻码元相位不变相对应。

3.2 2PSK 信号的解调

2PSK 信号的解调只能采用相干解调的方法（又称为极性比较法）。不考虑噪声时，带通滤波器的输出可表示为

()()01

cos 2

n c x t n B φ=-

式中n φ为2PSK 信号某一码元的初相。n φ=0时，代表数字“0”；n φ＝π 时，代表数字“1”。 与同步载波()cos c w t π+相乘后，输出为

()()()()11

cos cos cos cos 222

c n c n c n z t w t w t w t φφφ=+=++

低通滤波器输出为 ()1

cos 2

n x t φ= 当n φ=0时，()x t =

12；当n φ=π时，()x t =-12

。 我们知道2PSK 信号是以一个固定初相的未调载波为参考的。 因此，解调时必须有与此同频同相的同步载波。如果同步不完善，存在相位偏差，就容易造成错误判决，称为相

位模糊。如果本地参考载波倒相，变为()cos c w t π+，低通输出为()()1

cos 2

n x t φ=-，判决

器输出数字信号全错，与发送数码完全相反，这种情况称为反相工作。绝对相移的主要缺点是容易产生相位模糊，造成反相工作。这也是它实际工作应用较少的主要原因。

第 4 章 直扩系统的性能分析

4. 1 扩频系统的抗干扰性能

直扩系统最重要的应用就是在军事通信中作为一种具有抗干扰性的通信手段。在实际应用中遇到的干扰主要有：白噪声干扰或宽带噪声干扰、部分频带噪声干扰、单频及窄带干扰、脉冲干扰以及多径干扰等。本文主要讨论加性白噪声干扰。

扩频信号在传输过程中，必然会受到噪声干扰，这种干扰一般为加性高斯白噪声（AWGN ）或带限白噪声。设噪声的单边功率谱密度为0n ，经混频后为带限白噪声，带宽为扩频信号带宽c B ，谱密度仍为0n ，故相关器输入噪声功率为

0i c N n B =

由上面分析可知，相关器输出噪声功率

()01'2I

a

n w N G w dw π

=

?

式中，a W 为信息带宽

（2a a W B π=）。考虑到a

B c B 只考虑I f 附近的噪声功率，

则I n G ()'w 近似为0Kn ,其中K 为与调制方式有关的常数。对PSK 调制，K ＝0.903；对MSK 调制，K ＝0.995。所以

001

2a N Kn W π

=

0a Kn B = 由于解扩前后信息量不变，因此处理增益为 0p i c

pn a G N B G N KB K

=

==

即直扩系统对白噪声干扰的处理增益为p G K 。

上述结论是否意味着扩频系统具有抗白噪声的能力，而且是否具有随伪码速率的增加，其抗白噪声的能力也随之增加的性能，因此它是否相对于不扩频的窄带系统可以提高通信距离，或者可以降低发射功率呢？答案是否定的。由于处理增益表征的是相关器处理信号所获得的信噪比增益，并不是度量不同类型通信系统性能的标准。因此不能把扩频处理增益与衡量不同系统性能的“制度增益”或“系统增益”相混淆。衡量扩频系统与非扩频系统性能好坏的标准是，在信息传输速率相同的条件下，扩频系统解扩后的中频信噪比

()s SNR 与非扩频系统的中频信噪比()NS SNR 之比 S G ，即制度增益。对于非扩频系统，因

为没有扩频与解扩过程，所以也不会有处理增益，但中频信噪比与扩频系统相同，即

G=1。

S

这也就是说，就白噪声而言，把窄带系统改为宽带系统并不会带来好处，或者说，直扩系统不能抗白噪声。实际上，由扩频系统不可避免地存在着伪码同步误差，故扩频系统的性能比非扩频系统还要差一些。

4. 2 扩频系统的同步

在扩频系统中，对同步来说存在两类不确定，即码相位和载波频率的不确定。在扩频接收机能跟正常工作之前必须解决这个不确定性，否则系统就不能正常的接收扩频信号。码相位的分辨率必须小于1 比特（切普），从接收机看，中心频率的分辨率必须使解扩后的信号落到相关滤波器的频带范围内，并且将本地载波频率始终对准输入信号的载波频率，以便使解调器能正常工作，这就是解决相位不确定性和载波频率不确定性要达到的最起码的要求。直扩系统的同步有以下几种：

（1）伪随机码同步。只有完成这一同步后，才可能使相关解扩后的有用信号落入中频相关滤波器的通频带内。

（2）位同步。实际上包括伪随机码的切普同步和输出信息的码元定时同步。

（3）帧同步。提取帧同步后，就可提取帧同步后面的信息。

（4）载波同步。直扩系统多采用相干检测，载波同步后，可为解调器提供同步载波；另一方面，保证解扩后的信号落入中频频带内。

后面的三种同步与一般通信系统基本相同，这里主要讨论伪随机码的同步。一般的同步可分为两步进行：

（1）初始同步，或称粗同步、捕获。它主要解决载波频率和码相位的不确定性，保证解扩后的信号能通过相关器后面的中频滤波器，这是所有问题中最难解决的问题。当同步已经建立时，通常可以根据已得到的定时信息建立后面的同步。通常的工作方式是所谓的冷启动，就是并没有关于定时的预先信息，或只知道极少的信息，并不知道与所要发射机或接收机同步的合适的时间结构。捕获过程中要求码相位的误差小于1 比特（切普）。(2) 跟踪，或称精同步。在初始同步的基础上，使码同步的误差进一步减小，保证本地码的相位一直跟随接收到的信号码的相位，在一规定的允许范围内变化，之中自动调节相位的作用过程就称为跟踪。

跟踪与一般的数字通信系统的跟踪类似，关键还是在第一步——捕获。在直扩同步的跟踪中一旦扩频接收机与接收信号同步后，就必须使它这样工作下去：应保持锁定，用本地码准确的跟踪输入信号的伪随机码，为解扩提供必要的条件；对同步情况不断监测，一

旦发现失锁，应返回捕获状态，重新同步。跟踪的基本方法是利用锁相环来控制本地码的时钟相位，常用的跟踪环是延迟锁定环（DLL－Delay Lock Loop），另一种称为τ－抖动环（Tan Dither Loop）。

第 5 章程序仿真

5. 1 直接序列扩频通信系统仿真

第一步，先采用较少的码元数搭建直扩系统

信息码的频率设为50kHz，采样频率设为40MHz。假设信源信息码的总长度为20，则每个信息码内含40MHz/50kHz＝800 个采样点。通过sign 函数，把20 个（0，1）区间内的随机数变成20 个只用“1”与“－1”表示的信息码，而后再通过一个循环，对每一个信息码采样800 次，共生成16000 个采样点，每个点之间的间隔为0.025 s。

程序如下：

code_length=20; %信息码元个数

N=1:code_length;

rand(‘seed',0);

x=sign(rand(1,code_length)-0.5); %信息码

for i=1:20

s((1+(i-1)*800):i*800)=x(i); %每个信息码元内含fs/f=800 个采样点end

生成的信息码的波形图如图2 所示。

伪随机码频率设为5MHz，信息码频率为50kHz，所以每个信息码内包含5MHz/50kHz＝100 个伪码。通过调用一个产生m 序列的子函数generate_m，与一个长度为20×100 的循环，就得到了伪随机序列PN 码。

程序如下：

%产生伪随机码

length=100*20; %伪码频率5M Hz,每个信息码内含5M Hz/50k Hz=100 个伪码x_code=sign(generate_m(511,1,length)-0.5); %把0,1 序列码变换为-1,1 调制码for i=1:2000

w_code((1+(i-1)*8):i*8)=x_code(i); %每个伪码码元内含8 个采样点end

生成的PN 码波形经放大后，如图3 所示。

图2 信息码波形

图3 伪码（PN）局部放大图

将信息码s 的16000 个采样点与PN 码w_code 的16000 个点对应相乘，就得到了扩频码。基于与上图同样的原因，我们也是放大截取了部分图形，如图4 所示。

图4扩频码

PSK 调制,先要产生载波，一个载波周期内含八个采样点，经过2000 次循环，生产16000 个对载波的采样点，然后与扩频码k_code 对应点相乘，就得到了PSK 调制后的波形。放大后截取部分波形如图5 所示。

程序如下：

%调制

for i=1:2000

AI=2;

dt=fs/f0;

n=0:dt/7:dt; %一个载波周期内采样八个点cI=AI*cos(2*pi*f0*n/fs);

signal((1+(i-1)*8):i*8)=k_code((1+(i-1)*8):i*8).*cI;

end

图5 PSK 调制后的波形局部放大

解调相当于调制的逆过程，产生与载波同频同相的本振，再通过低通滤波器，去掉高频分量，为下一步解扩做好了准备。

程序如下：

%解调

AI=1;

dt=fs/f0;

n=0:dt/7:dt; %一个载波周期内采样八个点cI=AI*cos(2*pi*f0*n/fs);

for i=1:2000

signal_h((1+(i-1)*8):i*8)=signal((1+(i-1)*8):i*8).*cI;

end

%低通滤波(代通采样)

wn=5/20; %截至频率wn=fn/(fs/2),这里的fn 为信息码(扩频码)的带宽5M b=fir1(16,wn);

H=freqz(b,1,16000);

signal_d=filter(b,1,signal_h);

接下来进行解扩。由于PSK 调制在解扩时要求伪码同步，故需要进行捕获与跟踪。因为在捕获与跟踪时，仅仅是对一个信息码内同步性的峰值做分析，并以此作为判断标准，所以还是不可避免地存在伪码同步误差，故解调出来的信息码很难与原信息码做到完全一致。从图形整体看，二者基本相同，如图6所示。

图6 输出与输入对比

如果放大仔细观察，还是可以看到最后输出的信息码比信源信息码超前了8 个点。如图7 所示。

5. 2 加入噪声后的直扩系统仿真

（1）噪声调幅干扰

广义平稳随机过程：

()()0cos n j J t U U t w t φ??=++?????? （5－1） 称为噪声调幅干扰。其中，调制噪声()n U t 为零均值，方差为2n σ，在区间0,U ??-∞??分布的广义平稳随机过程，φ为[0, 2π]均匀分布，且为与()n U t 独立的随机变量，0U 、j w 为常数。

第二步，噪声调幅干扰。信息码元增加到100 个。

扩频码的产生与上述程序类似，这里不再重复。信息码增加到100 个，采样点数不变，

则总点数增加到80000 个。wgn（1，80000，3）为高斯白噪声，noise 为调幅噪声，与同样点数的载波相乘后加到调制好的扩频码上。图8 为加入了调幅噪声后的传输波形，当然也是经过放大的。

加入噪声的程序如下：

gs=10e6;

g0=30e6;

dt=gs/g0;

m=0:dt/10:dt*(8000-1/10);

cI=cos(2*pi*g0*m/gs);

noise=cI.*(1/4+wgn(1,80000,3)); %噪声调幅干扰tran=5*signal+3.5*noise;

输出的扩频码与信源信息码存在偏差，如图9 所示。

图 7 局部放大波形对比

图8 加入调幅噪声后的传输波形

图9 调幅干扰输出与输入波形对比

（2）噪声调频干扰

广义平稳随机过程：

()()''0cos 2t

j j FM J t U w t K u t dt πφ??

=++????

?

称为噪声调频干扰，其中调制噪声u (t ) 为零均值、广义平稳的随机过程，φ为[0, 2π]均匀分布，且与u (t )相互独立的随机变量，j U 为噪声调频信号的幅度，j w 为噪声调频信号的中心频率，FM K 为调频斜率。 加入噪声的程序如下： gs=10e6; g0=30e6; dt=gs/g0;

m=0:dt/10:dt*(8000-1/10);

noise=cos(2*pi*g0*m/gs+2*pi*1/5*quad('wgn(1,80000,3)',0,0.3)); %噪声调频干扰 tran=signal+1.182*noise;

noise 为调频噪声，放大后的传输波形如图10 所示。

图10 加入调频噪声后的传输波形

加入了噪声后，得到输出码与原信息码存在较大差异，主要是因为解扩时本地码不可

避免地存在不同步现象，出现了大量毛刺。如图11 所示。

图11 调频干扰输入与输出波形对比

（3）相关干扰

相关干扰是指一直扩系统受到其它网的扩频信号的干扰。本文采用与搭建直扩系统同样的方式产生另一扩频信号，作为相关干扰源，通过子程序another.m 产生，波形如图12 所示。

其信息码速率为10kHz，采样频率为10MHz，码元个数为80，则每个信息码内包含10MHz/10kHz=1000个采样点。伪码频率为1MHz，则每个信息码内包含1MHz/10kHz =100个伪码，每个伪码内包含10个采样点。PN码局部放大如图13 所示。

图12 相关干扰源的信息码

图13 相关干扰源的伪码（PN）局部放大

信息码与伪码对应点相乘所得到的扩频码如图14 所示。

图14 相关干扰源的扩频码

扩频码经过与载波相乘后得到的PSK 调制波形如图15 所示。值得一提的是，因为比主程序中的信息码的采样点多，所以从PSK调制波形上看，子程序要比主程序的调制波形更完成。把相关噪声加到信道中：

tran=another+signal; %相关干扰

tran 为传输信号，其波形局部放大如图16 所示。

最后结果的局部放大如图17 所示。

图15 相关干扰源在PSK 调制后的波形局部放大

图16 加入相关干扰后的传输波形局部放大