两路输出连续电流模式反激变压器设计
反激式变压器的设计
反激式变压器的设计(共7页)--本页仅作为文档封面，使用时请直接删除即可----内页可以根据需求调整合适字体及大小--反激式变压器的设计反激式变压器的工作与正激式变压器不同。
正激式变压器两边的绕组是同时流过电流的，而反激式变压器先是通过一次绕组把能量存储在磁心材料中，一次侧关断后再把能量传到二次回路。
因此，典型的变压器阻抗折算和一次、二次绕组匝数比关系不能在这里直接使用。
这里的主要物理量是电压、时间、能量。
在进行设计时，在黑箱估计阶段，应先估计出电流的峰值。
磁心尺寸和磁心材料也要选好。
这时，为了变压器能可靠工作，就需要有气隙。
刚开始，在开关管导通时把一次绕组看作是一个电感器件，并满足式(24)。
(24)把 Lpri移到左边，用Ton=Dmax/f 代到上式中，用已知的电源工作参数，通过式(25)就可以算出一次最大电感——最大占空比(通常为50％或。
(25)这个电感值是在输入最小工作电压时，电源输出仍能达到额定输出电压所允许选择的最大电感值。
在开关管导通的每个周期中，存储在磁心的能量为：(26)要验证变压器最大连续输出的功率能否满足负载所需的最大功率，可以使用下式：(27)所有磁心工作在单象限的场合，都要加气隙。
气隙的长度(cm)可以用下式近似(CGS制(美国))：（28a）式中Ac——有效磁心面积，单位为；Bmax——最大磁通密度，单位为G(Wb／cm )。
在MKS系统(欧洲)中气隙的长度(m)为(28b)式中Ac——有效磁心面积，单位为；Bmax——最大磁通密度，单位为T(Wb／m )。
这只是估算的气隙长度，设计者应该选择具有最接近气隙长度的标准磁心型号。
磁心制造厂商为气隙长度提供了一个A L的参数。
这参数是电感磁心绕上1000匝后的数据(美国)。
根据设计好的电感值，绕线的匝数可以用式(29)计算确定。
(29)式中 Lpri——一次电感量，单位为mH。
如果有些特殊的带有气隙的磁心材料没有提供A L。
不同模式下反激变压器的设计原则
不同模式下反激变压器的设计原则反激变压器是开关电源中常用的一种拓扑结构，具有简单、高效、低成本等优点。
在不同的工作模式下，反激变压器的设计原则也会有所不同。
以下将从不同模式下反激变压器的设计原则进行详细阐述。
一、引言随着电力电子技术的快速发展，开关电源作为一种高效、节能的电源供应方式，在各个领域得到了广泛应用。
反激变压器作为开关电源中的核心部件，其设计的好坏直接影响到开关电源的性能和稳定性。
因此，掌握不同模式下反激变压器的设计原则对于提高开关电源的性能具有重要意义。
二、连续模式（CCM）下反激变压器的设计原则1. 输入电压范围在设计连续模式下的反激变压器时，首先需要确定输入电压的范围。
输入电压的变化将直接影响到变压器的匝数比和磁通密度等参数。
为了保证变压器的正常工作，需要合理选择变压器的匝数比和磁芯尺寸，以适应输入电压的变化。
2. 输出功率和效率输出功率和效率是开关电源的重要性能指标。
在设计连续模式下的反激变压器时，需要根据输出功率和效率的要求，合理选择变压器的导线截面积、匝数比和磁芯材料等参数。
同时，还需要优化变压器的磁路设计和散热设计，以降低磁芯损耗和线圈损耗，提高变压器的效率。
3. 绝缘和耐压绝缘和耐压是开关电源安全性的重要保障。
在设计连续模式下的反激变压器时，需要考虑变压器原副边之间的绝缘距离和耐压等级。
为了保证变压器的绝缘性能，需要采用合适的绝缘材料和工艺，确保变压器在高压下的安全运行。
三、断续模式（DCM）下反激变压器的设计原则1. 输入电压和输出电压范围在断续模式下，反激变压器的输入电压和输出电压范围对变压器的设计具有重要影响。
为了保证变压器的正常工作，需要合理选择变压器的匝数比和磁芯尺寸，以适应输入电压和输出电压的变化。
同时，还需要考虑输出电压的纹波和稳定性要求，选择合适的滤波电容和电感等元件。
2. 峰值电流和平均电流在断续模式下，反激变压器的峰值电流和平均电流是设计的关键参数。
反激电源变压器设计篇之详细设计步骤
反激电源变压器设计篇之详细设计步骤在上一篇文章中我们讲述了反激电源变压器设计的理论基础，文章链接如下，反激电源变压器设计篇之基础原理本文将详细讲述反激电源变压器在固定频率下连续电流模式的设计过程，这是一个反复迭代至最终满意的过程。
变压器设计过程中，我们主要考察其磁芯是否饱和，磁芯损耗是否可以接受，绕线电流是否符合要求等等。
1. 确定MOSFET的漏源极电压Vds首先确认开关管MOSFET的漏源极电压Vds，有些小功率的电源芯片可能已经将MOSFET集成在内部，一般而言600V左右的MOSFET是最常见的，价格也适中。
国产的昂宝或者芯朋微等电源厂商现在也有能做到高达800V的芯片，可根据实际情况确定。
本文以600V为例进行设计说明。
2. 确定变压器匝数比我们知道反激电源在开关管断开时会产生很大的电压尖峰，如图1所示，这是因为变压器存在漏感。
因此，在实际的电路设计中都会使用RCD钳位电路，示意如图2所示，Llk表示变压器的漏感。
图1图2考虑到器件的降额，Vds电压可以选取80%~90%，尖峰电压我们可以根据经验大概设定在50~80V之间，然后结合最大输入电压，带入上式即可得到变压器的匝数比。
3. 确定占空比反激电源是从升降压拓扑演变而来，最低输入电压是电源工作的最恶劣工况。
根据变压器初级侧电感的伏秒平衡原则，可得下式，这是效率为100%时的理论占空比，我们可以进一步计算得到相对更加精确的占空比。
由于我们知道电源的输出功率Po和输出电压Vo，因此，可以得到输出的负载电流Io，4. 确定电流波形在设计时，我们可以设定连续电流模式的电流纹波率r为0.5，作为迭代的初始条件。
因此，可得初级侧电流纹波，然后，初级侧电流乘以匝数比，就能得到次级侧的电流值。
5. 确定原边侧电感值6. 确定磁芯磁芯很多时候都是根据经验来进行选择，网络或者相关书籍也有一些评估公式可供参考，根据上式得到初步的磁芯体积后，就可以根据磁芯规格参数表来初步选择磁芯了。
反激式变压器的设计步骤
反激式变压器的设计步骤1 明确产品的设计要求。
一、 输入电压范围(a)220±20% (b)110±20% (c)85-264V(d)220/110V AC.二、 输入电压、电流，输出电压V 、电流A 。
三、 工作频率F四、 工作效率 ：70-90%，Rcc 一般取70%-75%。
五、 工作占空比 D 取0.45-0.5 2 计算输入功率Pin=Po/n n:工作效率 3 设算变压器初级的反射电压：V orV or = V min :滤波电容上的最谷底电压VV min=V acmin *1.414-37V3 计算匝比：N N=V or:反射电压 V o:输出电压 V f ：二极管正向电压4 计算原边峰电流（Ip ）和有效值电流。
I rms = Po/(n* Vmin ) I rms : 初级有效电流 AVmin ×D (1-D)V orV o+VDI p = P in : 输入功率WV min : 滤波电容上的最谷底电压V或I p = I rms /［(1-0.5*K rp )* D max ］ V min=V acmin *1.414-37VK rp : 电流脉动系数 取0.6-0.75 或K rp = △B/ B max△ B= 工作磁感强度 TB max = 饱和磁同密度 I p= I p2: 初级峰值电流 A D max : 最大占空比5 计算Ip1I p1=I p2*(1-K rp ) I p2=I p : 初级峰值电流 A连续模式非连续模式F F6 计算初级电感量 LpLp= V min : 最小输入DC 电压D max : 最大占空比L p : 初级电感量（mH ）2PinV min ×D max ×(2-K rp )PoI p 2* K rp *(1-0.5* K rp )*F*nI p= I p2: 初级峰值电流 A F : 频率KHz n : 工作效率7．计算初次级匝数 NpNp = Ae: 磁芯截面积 mm 2B max : 饱和磁同密度 TN p : 初级匝数L p : 初级电感量（mH ）Ns = Ns: 次级匝数N: 匝比8 .校验饱和磁同密度 B max =( L p *I p )/( Ae* N p )L p *103*IpAe*B maxNpN。
反激变压器设计过程
反激变压器设计过程1、初始值设定1.1 开关频率fkHz对于要接受EMI规格适用的产品,不要设定在150kHz预计余量的话120kHz左右以上;一般设定在65kHz左右;1.2 输入电压范围设定主要对瞬时最低输入电压／连续最低输入电压／最大输入电压的3类进行设定;1.3 最大输出电流设定对于过电流保护最大输出电流／连接最大输出电流／峰值最大输出电流在规格书上有规定的情况下3种类,进行设定;另外,在这最大输出电流中需包括对于各自偏差的余量;1.4 最大二次绕组输出端电压设定用以下公式算出：最大二次绕线端输出电压：V N2max V ＝接插件端输出电压＋线间损失0.1～0.5V ＋整流元器件Vf 0.4～0.6V※ 在有输出电压可变的情况下,根据客户要求规格书的内容不同,适用的范围而各不相同;只保证输出电压 ※只在装置试验时电压可变的情况下; 磁芯用最大输出电压来设计;绕线是用额定输出电压来设计;保证所有的性能※在实际使用条件下通常的电压可变的情况下; 磁芯、绕线都用最大输出电压来设计;1.5 一次电流倾斜率设定输入电压,瞬时最低动作电压、输出电流,在过电流保护最大输出电流／连接最大输出电流／峰值最大输出电流的任意一个最大输出电流的条件下,设定图1－１的一次电流波形的斜率;K 的设定公式如下;作为目标,设定到0.5～0.6,兼顾到之后的其他特性,作最适当的变更;1.6 最大占空比设定一般设定为0.45～0.65;1.7 最大磁通密度设定Bmax设定为磁芯的产品目录上所记载的饱和磁通密度×0.8～0.9;设计的要点：单一输入的情况下设定为0.45、普遍输入的情况下设定为0.65左右;图1-2中表示了TDK 制的磁珠磁芯PC44的B-H 曲线图; 磁芯的磁通密度BT,如图1-2所示,与磁场强度HA/m 成比例,增加;另外,当B 达到一定的值时,在那基础上,即使增加H,B 也不会增加;在此磁束饱和状态下,不仅仅达不到作为变压器的机能,还有开关FET 破损的危险性,因此磁芯绝对必须在此饱和磁通密度以下来使用;另外,从产品目录上引用数据时,需要在符合使用条件的温度下选择饱和磁通密度,因此请注意;※磁芯的饱和磁通密度是根据温度而变动;在TDK 制PC44的120℃下的饱和磁通密度,将降低到25℃时的值的68.6％;因此,如果在25℃的条件下设计的话,有可能发生使用时的故障;1.8 绕线电流密度设定绕线电流密度对绕线的温度上升有一定影响,因此一定要考虑冷却条件、使用温度范围、变压器构造等,再进行适当的设定;设计要点：・ 变压器的发热,是根据,根据磁芯损失的铁损和根据绕线损失的铜损来决定2、变压器特性设计2.1 计算一次绕组的电流峰值变压器总输出功率P 2W 是瞬时最大值;在输出电流规格书中有设定峰值条件的情况下,用I o peak ×V N2max ;另外,多输出的情况下,将各电路的输出功率的总和作为变压器总输出功率;变压器效率一般为0.95;2.2 计算一次/二次绕组的匝数比匝数比根据输出入电压和最大占空比来决定;2.3 计算一次绕组的电感量3、变压器构造设计3.1 计算一次绕组的电流有效值 计算一次绕线电流有效值I N1 TYP RMS ;不用考虑瞬时最低动作输入电压、过电流、峰值最大电流;首先求出占空比α;接着用以上所求出的占空比α,求出一次绕线电流有效值;作为标准,从１．１．８项中设定的绕线电流密度I/SA/mm 2和一次绕线电流有效值I N1typrms A 中,计算出一次绕线截面积S N1mm 2;3.2 计算二次绕组的电流有效值※省略以下的详细计算,可以将直流输入电流的1．6倍作为一※可以省略以下的详细计算,将直流输出电流的1．4倍作为二在实使用条件的通常驻机构状态下,用在１．３．１项中算出的占空比α、一次绕线电流有效值IN1typrmsA,算出连续流出的最大的二次绕线电流有效值;替换为与各自的二次绕线和一次卷的绕线比,进行计算,另※多输出变压器的情况下,将N12中加上对于全功力的其电路输出功力的比率;外在所求得的IN2typrmsA作为标准,从在1．１．８项中设定的绕线电流密度I/SA/mm2与二次绕线电流有效值IN2typrms中,计算出二次绕线断面积Smm2;N2设计要点：・变压器的发热,是根据,根据磁芯损失的铁损和根据绕线损失的铜损来决定的;绕线电流密。
反激式开关电源变压器设计说明
2.6 计算一次绕组最大匝数Npri
Lpri 452*10-6
Npri = =
= 61.4匝 取Npri=62匝
AL 120*10-9
2.7 计算二次主绕组匝数NS1〔NS1为DC+5V绕组
Npri<V01+VD><1-Dmax> 62*<5+0.7>*<1-0.5>
Ns1=
=
= 2.78匝
Vin<min>Dmax
技术部培训教材
反激式开关电源变压器设计(2)
表二 变压器窗口利用因数
变压器情况
窗口
反激式变压器 一个二次绕组 两个或多个二次绕组 相互隔离的二次绕组 满足UL或CSA标准 满足IEC标准 法拉第屏屏蔽
1.1 1.2
1.3 1.4 1.1 1.2 1.1
用下式按变压器情况将各窗口利用因数综合起来 Knet=Ka.Kb…
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反激式开关电源变压器设计(2)
变压器绕制结构如下：
0.06/3层 0.06/3层 0.06/3层 0.06/3层
偏置绕组 ½一次绕组 二次绕组 ½一次绕组
3mm
3mm 技术部培训教材
反激式开关电源变压器设计(2)
2.11 计算变压器损耗
1铜损：Pcun = NnV* MLT*Rn>In2 MLT = 2E+2C=2*25.27+2*9.35=69.24mm
5+0.7
取13匝
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反激式开关电源变压器设计(2)
2.9 检查相应输出端电压误差 Vsn
δVsn%=<< = *Ns’n-Vsn>/Vsn>*100% Nsn
反激式开关电源变压器设计步骤及公式
反激式开关电源变压器设计步骤及公式(4种计算方法比较)1.确定已知参数: （主要PWM方式）确定已知参数:（主要RCC方式）来自现代高频开关电源实用技术1,确定系统规格输出功率:输入功率: P୧=输入平均电流: Iୟ୴ൌሺౣሻ同左边占空比D୫ୟ୶=୲=0.5 f୫୧୬:25KHz输入直流电压Vୈେ=√2Vୟୡ在了解输出功率后确定所需磁芯A p=A e*A w（cm4）Ae:磁芯中心柱横截面积(cm2)；A w:磁芯窗口面积(cm2)最小AC输入电压:V ACMIN,单位:V最大AC输入电压:V ACMAX,单位:V输入电压频率:f L,50Hz or 60Hz输出电压:V O,最大负载电流:I O输出功率:P O,单位:WIo:Po=Vo*Ioη:0.85P୧ൌP୭η2.峰值电流1T=10000G s输入峰值电流:Iൌכሺౣሻ对于BUCK(降压),推挽,全桥电路K=1.4对于半桥和正激K=2.8对于Boost,BUCK-Boost和反激K=5.5 I୮ൌ2כP୭כTηכV୧୬ሺ୫୧୬ሻכt୭୬A e*A w>כଵలଶככ౩כౣכஔכౣכౙ(cmସ) ；Ae是磁芯截面积（cm2）,Aw是磁芯窗口面积（cm2）；f的单位为Hz，Bm的单位为Gs，取(1500)不大于3000Gs，δ导线电流密度取:2～3A/mmଶ ，K୫窗口填充系数取0.2～0.4，Ｋc磁芯填充系数，对于铁氧体该值取1IୋൌP୧V୧୬୫୧୬IൌIୟ୴D୫ୟ୶כ2T୭୬ൌଵD୫ୟ୶(uint:µs)1S=106µsLൌౣכ୍ౌే(µH)3.计算初级电感因所以t୭୬ൌDכTൌଵଶכ若f取25KHz,则t୭୬为20μS选磁芯也可用公式Fosc<50KHz S=1.15*√Po(cmଶሻFosc<60KHz S=0.09*√Po(cmଶሻFosc>=60KHz S=0.075*√Po(cmଶሻNPൌౌכ୍ౌేככ10L P:mH; ΔB:260mT;A e:mm2NsൌሺV୭Vୈሻכሺ1െD୫ୟ୶ሻכNV୧୬୫୧୬כD୫ୟ୶NaൌሺVୟVୟୈሻכሺ1െD୫ୟ୶ሻכNV୧୬୫୧୬כD୫ୟ୶L =ሺౣሻכୈ୍ౌేכ౩ౙ其中L 单位:H f:Hz 电压:V, 电流:A匝比：n=ሺౣሻ=౩౦4. 计算初级匝数初级电感:L ୮ൌሺౣሻכ୲୍౦检验磁芯正规名牌磁性材料的Bm 不得大于3000Gs ，国产杂牌不大于2500Gs 更保险A 值是在磁芯上绕1000匝测得(美国)则N ൌ1000ටౌై此式中L 单位为mH变压器次级圈数：Ns>୬כ୍౦כ౦ୗכౣ*10其中S 为磁芯截面积，Ｂ୫值为3000Gs若A 值是用100匝测得且单位是nH/N ଶ,则N ൌ100ටౌై此式中L 单位为mH,A 单位为mH/N ଶ,在计算时要将A 的值由nH 转换为mH 后再代入式中计算;例如:某A 值为1300 nH/N ଶ, L 值为2.3mH,则A =1300nH/N ଶ=1.3 mH/N ଶ代入中计算得N 为133T 初级匝数为:Np=౩୬B(max) = 铁心饱合的磁通密度(Gauss)Lp = 一次侧电感值(uH) Ip = 一次侧峰值电流(A) Np = 一次侧(主线圈)圈数 Ae = 铁心截面积(cm2 )B(max) 依铁心的材质及本身的温度来决定，以TDK Ferrite Core PC40为例，100℃时的B(max)为3900 Gauss ，设计时应考虑零件误差，所以一般取3000~3500Gauss 之间，若所设计的power 为Adapter(有外壳)则应取3000 Gauss 左右，以避免铁心因高温而饱合，一般而言铁心的尺寸越大，Ae 越高，所以可以5. 匝比n=౩ౌ=ሺౣሻ晶体管的基极电流I =୍౦୦ూు6. 次级绕组匝数N ୱ=N *n N ୱଵ=౦כሺାౚሻכሺଵିୈౣ౮ሻሺౣሻכୈౣ౮多路输出时N ୱ୶=ሺ౮ାౚ౮ሻכ౩భభାౚభ其中x 代表几路I ୰୫ୱൌI √27. 原边供电绕组N ୟ=N ୱכ在多路输出时Vo 为主输出电压计算线径（包括初级次级）同左边8. 选择磁芯型号要满足,磁芯中心柱截面积S=0.09*√Po (cm ଶሻ或满足公式A=A ୣכA ୵ൌכଵలଶככ౩כౣכஔכౣכౙ(cm ସ ) ；Ae 是磁芯截面积（cm 2）,Aw 是磁芯窗口面积（cm 2）；f 的单位为Hz ，Bm 的单位为Gs ，取(1500)不大于3000Gs ，δ导线电流密度取:2～3A /mm ଶ ，K ୫窗口填充系数取0.2～0.4，Ｋc 磁芯填充系数，对于铁氧体该值取1做较大瓦数的 Power 。
反激变压器设计
反激变压器设计
反激电源的连续与断续模式是指变压器的工作状态，在满载状态变压器工作于能量完全传递，或不完全传递的工作模式。
一般要根据工作环境进行设计，常规反激电源应该工作在连续模式，这样开关管、线路的损耗都比较小，而且可以减轻输入输出电容的工作应力，但是这也有一些例外。
需要在这里特别指出:由于反激电源的特点也比较适合设计成高压电源，而高压电源变压器一般工作在断续模式，本人理解为由于高压电源输出需要采用高耐压的整流二极管。
由于制造工艺特点，高反压二极管，反向恢复时间长，速度低，在电流连续状态，二极管是在有正向偏压时恢复，反向恢复时的能量损耗非常大，不利于变换器性能的提高，轻则降低转换效率，整流管严重发热，重则甚至烧毁整流管。
由于在断续模式下，二极管是在零偏压情况下反向偏置，损耗可以降到一个比较低的水平。
所以高压电源工作在断续模式，并且工作频率不能太高。
还有一类反激式电源工作在临界状态，一般这类电源工作在调频模式，或调频调宽双模式，一些低成本的自激电源(rcc)常采用这种形式，为保证输出稳定，变压器工作频率随着，输出电流或输入电压而改变，接近满载时变压器始终保持在连续与断续之间，这种电源只适合于小功率输出，否则电磁兼容特性的处理会很麻烦。
反激式开关电源变压器的设计方法
反激式开关电源变压器的设计方法反激式开关电源变压器是一种常用于电子设备中的高效率、高频率开关电源变压器。
其设计方法包括了选择合适的变压器参数、计算变压器工作状态、考虑磁芯损耗和温升等方面。
下面将详细介绍反激式开关电源变压器的设计步骤。
首先，确定设计目标和性能要求。
根据所需的输入和输出电压和电流，确定变压器的额定功率和输出功率。
同时，考虑变压器的体积限制以及可用的材料，进行适当的权衡。
第二步是选择磁芯材料。
磁芯的选择对于反激式开关电源变压器来说非常重要，因为磁芯的性能直接影响着变压器的效率和工作频率。
常见的磁芯材料包括铁氧体和软磁合金等，可以根据具体的应用需求和成本进行选择。
第三步是计算变压器的主要参数。
包括主磁链感应系数、匝数比、实际绕组电压和电流等。
根据设计目标和性能要求，以及选择的磁芯材料，可以通过一系列公式和计算来决定这些参数。
第四步是进行磁芯损耗和温升的估算。
反激式开关电源变压器在工作过程中会产生磁芯损耗和温升。
这些损耗会导致变压器的效率下降，甚至导致变压器无法正常工作。
因此，需要根据具体的磁芯材料和使用条件，进行损耗和温升的估算。
第五步是进行变压器的绕组设计。
根据变压器的参数和工作状态，设计变压器的绕组结构和匝数。
通过合理设计绕组，可以提高变压器的效率和性能。
第六步是进行变压器的线径选择和导线布局。
根据所需的电流和损耗，选择合适的线径，并进行合理的导线布局，以提高变压器的效率和散热性能。
最后一步是进行变压器的实际制造和测试。
根据设计图纸和规格要求进行变压器的实际制造，并通过测试来验证设计的正确性和性能。
总之，反激式开关电源变压器的设计是一个复杂的过程，需要考虑多个因素的综合影响。
通过合理选择磁芯材料、计算变压器参数、评估磁芯损耗和温升等步骤，可以设计出性能良好、效率高的变压器。
反激变压器的设计
反激变压器的设计————————————————————————————————作者: ————————————————————————————————日期:反激变压器的设计//＝==＝＝＝===＝==＝=＝=====＝＝=====＝=====＝====＝=＝=＝==＝＝=＝=＝＝====反激变压器设计最简单的方法ﻫ我自己综合了一下众多高手的方法,自认为是比较简单的方法了!如下: ﻫ１,VDC ｍｉｎ=VAC min * 1.2VDC max＝ＶAC max* 1.42，输出功率Po=Ｐ1+Ｐ2+Ｐn.....．ﻫ上式中P１=(Vo1+Vf)＊I1 、P2 =(Vo2+Vf)*Ｉ2上式中Vo为输出电压,Vf为整流管压降ﻫ3,输入功率Pin=(Po/η）*1.２(此处1.2为输入整流损耗) ﻫ4,输入平均电流:Iav = Pin/VDＣｍiｎﻫ５,初级峰值电流:Ip = 2＊Iaｖ/Dmａx6,初级电感量:Lp=Vdc min *Dmax／(Ip*fs) fs为开关频率ﻫ7,初级匝数:Np=VDC min *Dｍax /(ΔＢ*Ae*fs) ﻫ上式中ΔB推荐取值0.2 Ae为磁芯横截面积,查规格资料可得!８,次级匝数：NS =（Ｖouｔ+Vd)*(1-Dmax)＊Np / Vin mｉn*Ｄｍaｘ至此变压器参数基本完成!另就是线径,可根据具体情况调整!宗旨就是在既定的BＯBINＮ上以合适的线径，绕线平整、饱满！／／/==＝＝=＝==＝======＝=＝=====＝==＝＝=＝==反激式变压器设计原理(FlybacｋTraｎsformer Design Theory)第一节. 概述．反激式(Flｙback)转换器又称单端反激式或"Buck-Boost"转换器.因其输出端在原边绕组断开电源时获得能量故而得名．离线型反激式转换器原理图如图.一、反激式转换器的优点有:2.转换效率高，损失小.１. 电路简单,能高效提供多路直流输出，因此适合多组输出要求.ﻫ4. 输入电压在很大的范围内波动时,仍可有较稳定的输出，目前已可实３. 变压器匝数比值较小. ﻫ现交流输入在8５～2６5V间.无需切换而达到稳定输出的要求.二、反激式转换器的缺点有:1．输出电压中存在较大的纹波,负载调整精度不高,因此输出功率受到限制，通常应用于１50W以下．２．转换变压器在电流连续(ＣＣＭ)模式下工作时,有较大的直流分量,易导致磁芯饱和,所以必须在磁路中加入气隙,从而造成变压器体积变大.３. 变压器有直流电流成份,且同时会工作于CCM/ DCM两种模式,故变压器在设计时较困难,反复调整次数较顺向式多,迭代过程较复杂．ﻫ第二节. 工作原理ﻫ在图1所示隔离反驰式转换器(The isoｌaｔｅｄｆlybａcｋｃｏnvｅrtｅr)中, 变压器" T"有隔离与扼流之双重作用.因此" T ＂又称为Ｔranｓformeｒ- chｏkｅ.电路的工作原理如下:ﻫ当开关晶体管Tr tｏｎ时，变压器初级Ｎp有电流Iｐ,并将能量储存于其中(E = LｐIｐ/ 2).由于Np与Ｎs极性相反,此时二极管Ｄ反向偏压而截止,无能量传送到负载.当开关Ｔr off 时,由楞次定律: (e=-N△Φ/△T)可知,变压器原边绕组将产生一反向电势,此时二极管D正向导通,负载有电流IL流通.反激式转换器之稳态波形如图2.ﻫ由图可知，导通时间tｏn的大小将决定Ip、Vｃｅ的幅值：Vｃe ｍax = VIＮ／１－Ｄmａx ﻫVIN:输入直流电压;Ｄmａx: 最大工作周期Ｄmax = toｎ/ Tﻫ由此可知，想要得到低的集电极电压，必须保持低的Dmａx,也就是Ｄｍａx＜0.5,在实际应用中通常取Dmax= 0.４，以限制Vcｅmaｘ≦ 2.２VＩＮ．开关管Ｔｒoｎ时的集电极工作电流Ie,也就是原边峰值电流Ip为: Ic = Ip =IL /n.因IL = Io，故当Ｉo一定时,匝比n的大小即决定了Ic的大小,上式是按功率守恒原则,原副边安匝数相等ＮpＩp= NｓＩs而导出. Ip亦可用下列方法表示:Iｃ=Ｉp= 2Po/ (η*VＩN*Dｍax）η: 转换器的效率公式导出如下：输出功率：Ｐｏ= ＬIp２η/ 2T输入电压：VIN = Ldi ／dt设di = Iｐ，且1/ dt = f ／Dmax,则:VIN = LIpｆ/ Dｍaｘ或Ｌｐ= VIＮ*Dmax / Ipf则Pｏ又可表示为: ﻫPo= ηVＩNf DｍａxＩp2/2f Ip= １/2ηＶINDmａｘIp∴Iｐ＝２Pｏ/ηVINDmax上列公式中：ﻫVIN:最小直流输入电压(V）ﻫDmａｘ：最大导通占空比ﻫLｐ: 变压器初级电感(mＨ)ﻫIp ：变压器原边峰值电流(A)f：转换频率(KHZ)//======＝＝===＝==＝==＝=======＝===＝＝===＝=====你看的书就会把你给绕进去．.．绕半天却找不到自己了。
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本文重点讨论 CCM 模式变压器的设计。
二.反激式变换器(Flyback Converter)的工作原理
1).反激式变换器的电路结构如图一.
2).图二显示导通期间初级电流波形和励磁曲线。
图三显示截止期间次级电流波形和去磁曲线。
T1 D1
V1
Vdc Cbus
PWM 控 制 电路
C1
Np
Ns1
Ns2
Q1
线圈电流 Ip 可以表示为:
ip(t) 1
Ton
Udc *dt
Lp 0
Vdc=Lp*dip/dt
此时变压器磁芯之磁通密度会从剩磁 Br 增加到工作峰值 Bw.
当 Q1 截止时, 次级电流波形,去磁曲线如图三
Is1
Is2
B
t
Bs
Ton Toff=(1-D)*T
Bw
Br
图三
H
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一.序言
反激式变换器以其电路结构简单,成本低廉广泛应用于 150W 之内的中、
小功率电源以及各种电源适配器。
CCM 模式下：反激变压器初级电流有直流 Ip1初始值和励磁电流⊿Ip 组成，
终值为 Ip2= Ip1+⊿I。⊿Ip 能量传给负载，直流 Ip1 不能给负载传递能量。
Ip1/Ip2 之比变压器自动调节在 1/3。Is 是次级电流的t=Pout1+Pout2=85W
如图四,设 k Ip1 励磁电流初值比励磁电流终值
Ip
Ip2
ip (t )
Ip2 Ip1 Ton
t
Ip1
（1）
Ip2
Ton
Uin(min) *ip(t)dt
Pout
*T
0
ŋ
Ip1
（2）
t
上式为稳态后左边视在功率在 Ton 时间内的
ton
此时次级线圈两端电压为:Vs(t)=Vo+Vf (Vf 为二极管 D1 的压降). 储存于变压器初级电感的能量可以完全转移，也可以没有完全转移。
在下一次导通时,还有能量储存在变压器中,次级电流并没有降低到 0 值, 称为连续电流模式或不完全能量传递模式，或者称为 CCM 模式。
在下一次导通时,没有有能量储存在变压器中,次级电流降低到 0 值,称 为不连续电流模式或完全能量传递模式，或者称为 DCM 模式。
能量包含传递给右边有用功率在 T 时间内
( 图四)
的能量和储存在变压器的直流功率产生的能量的平衡。
视在功率=励磁有用功率+直流无用功率
直流无用功率和励磁有用功率在电源启动时第一个脉冲就同时传递给了
当 Q1 截止时,变压器之安匝数(Ampere-Turns NI)不会改变,因为∆B 并没有 相对的改变.当∆B 向负的方向改变时(即从 Bw 降低到 Br),在变压器所有线圈 之电压极性将会反转,并使 D1、D2 导通,也就是说储存在变压器中的能量会经 D1、D2,传递到 C1、C2 和负载上.
最低输入电压 Vin min 85* 2 20 100Vdc (取低频纹波为 20V).
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根据伏特-秒平衡,有: Vin(min)* Dmax= (Vout+Vf)*(1-Dmax)*n. n= [Vin(min)* Dmax]/ [(Vout+Vf)*(1-Dmax)]
三.CCM 模式下反激变压器设计的步骤 1. 确定电源规格. 1).输入电压范围 Vin=85—265Vac; 2).输出电压/负载电流:Vout1=5V/10A,Vout2=12V/1A; 3).变压器的效率ŋ=0.90 2. 工作频率和最大占空比确定. 取:工作频率 fosc=100KHz, 最大占空比 Dmax=0.45. T=1/fosc=10us.Ton(max)=0.45*10=4.5us Toff=10-4.5=5.5us. 3. 计算变压器初与次级匝数比 n(Np/Ns=n).
C2
V2 D2
反馈控制电路
图一
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Ip
Ip2
Ip1
B
t
Bs
Ton=D*T
Bw
Br
图二
H
当 Q1 导通,T1 之初级线圈渐渐地会有初级电流流过,能量就会储存在其
中。由于变压器初级与次级侧之线圈极性是相反的,因此二极管 D1、D2 不会
导通,输出功率则由 C1、C2 来提供.此时变压器相当于一个串联电感 Lp,初级
终值。变压器初、次级线圈在 Ton 和 Toff 总有电流连续流通，而且互为初、
终值。次级多组输出，各组初、终值由安匝平衡按各组输出能量来分配。各
组次级电流终值理论上是各自负载的直流电流。由此可以看出在反激期间始
终有电流给电容和负载供电，在反激结束的那一刻给各自电容、负载供电电
流很接近各自负载直流电流是 CCM 模式的精髓。次级各组电流初值远高于终
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值，且单调下降。高于各自负载直流电流的能量存在电容中以弥补励磁期间
次级无电流输出。在 CCM 模式下有充足的能量提供，输出电压纹波也就小些。
CCM 的⊿Ip 比较 DCM 的⊿Ip 要小些，这样变压器磁损，铜损都要小些是 CCM
的又一个好处。
DCM 模式：Ip1=0，反激期间次级电流早已小于各自负载的直流电流。因 此纹波较大。但在一些要求不高的场合仍有广泛的应用。
两路输出连续电流模式反激变压器设计
Design of Flyback Transformer with
Continuing Current Model
作者：
刘承玉
摘要:本文根据视在功率揭示变压器初级励磁电流初、终值比自动平衡在
1/3 的原理。利用初、次级安匝平衡和次级各绕组能量占总传输能量比确定次
级各绕组反激期间电流初值和终值。
关键词: 连续电流模式(不完全能量传递方式)、不连续电流模式(完全能量传
递方式)。励磁电流初、终值比，视在功率自动平衡。安匝分配次级
电流。
Keywords: Continuing Current Model 、 Discontinuing Current Model 、
virtual value 、peak value.
n=[100*0.45]/[(5+1.0)*0.55]=13.64
4. 变压器初级峰值电流的计算.
设+5V 输出电流的过流点为 120%;+5v 和+12v 整流二极管的正向压降均为
1.0V.
+5V 输出功率 Pout1=(V01+Vf)*I01*120%=6*10*1.2=72W
+12V 输出功率 Pout2=(V02+Vf)*I02=13*1=13W