UCC28950移相全桥设计的指南
移相全桥参数计算
1、介绍在大功率服务器件中，为满足高效和绿色标准，一些供电设计师们发现使用移相全桥转换器更容易。
这是因为移相全桥变换器可以在转换器原边获得零切换。
这个应用程序的目的是设计报告审查的600W移相全桥变换器在电力系统中,利用TI的新UCC28950移相全桥控制器,并基于典型值。
在生产设计需要修改的值最坏情况的条件。
希望这些信息将帮助其他电源设计者的努力设计一个有效的移相全桥变换器。
表 1 设计规范计算T1原边均方根电流(IPRMS):T1原边均方根电流(IPRMS1当能量被传递到次边T1原边均方根电流(IPRMS2)当转换器总T1原边均方根电流(IPRMS)此设计一个Vitec变压器被选中，型号75PR8107有一下规范测量漏原边漏感:变压器原边直流电阻:变压器副边直流电阻:估计转换损失(PT1)是铜损的两倍。
（注意：这只是一个估计,基于磁设计总损失可能会有所不同。
）计算剩余功率预算:5、QA, QB, QC, QD FET选择本设计以满足效率和电压要求, 20A 650 V,CoolMOS FETs英飞凌被选择Qa Qb Qc Qd场效应晶体管漏源电阻:场效应晶体管输出电容指定:电压drain-to-source(VdsQA),输出电容测量,数据表参数:计算平均输出电容[2]:QA场效应晶体管栅极电荷:ESR 31mΩ。
输出电容的数量:总的输出电容有效输出电容ESR:计算输出电容器损耗(PCOUT):重新计算剩余功率预算:9、选择QE and QF为设计选择FETs总是尝试和错误。
我们以满足电力需求的设计选择75 v,120A- FETs,从Fairchild,型号FDP032N08。
这些FETs的下面特征。
计算场效应晶体管平均输出电容(COSS_QE_AVG)，基于数据表参数输出电容(COSS_SPEC)、从COSS_SPEC上测量的(Vds_spec)和最大的漏源电压在设计(VdsQE)将被应用到应用程序中的场效应晶体管。
移相全桥参数计算
1、2、介绍在大功率服务器件中，为满足高效和绿色标准，一些供电设计师们发现使用移相全桥转换器更容易。
这是| |因为移相全桥变换器可以在转换器原边获得零切换。
这个应用程序的目的是设计报告审查的600W移相全桥变换器在电力系统中，利用TI的新UCC2895移相全桥控制器，并基于典型值。
在生产设计需要修改的值最坏情况的条件。
希望这些信息将帮助其他电源设计者的努力设计一个有效的移相全桥变换器。
表1设计规范描述最小值典型值最大值输入电压370V390V410V输出电压11.4V12V12.6V 允许输出电压瞬变］600mV 加载步骤90%输出电压600W满负荷效率93%电感器切换频率200kHz3、功能示意图4、功率预算为满足效率的目标，一组功率预算需要设定。
^BUOGET =^OUT X 1 =45,2WV H J5、原边变压器计算T1变压器匝比（al）:VREF GNUUPDOUTACQMP QUIT HIWTCUL L AB oyrr&1*DC LCD DUTE瞽QELEF OUTF TTTMiNl S-VNC Mmr GS15RSUV WC1□ cm ADELEF口-jWTF I s srrec估计场效应晶体管电压降（VRDSON ）:V RDSON ~ 0*3 V基于最小指定的输入电压时 70%的占空比选择变压器。
基于平均输入电压计算典型工作周期（DTYP ）("OUT 彳力整座N 0 66(V|N - 2 兀)输岀电感纹波电流设置为输岀电流的20%需要注意在选择变压器磁化电感的正确数值 （LMAG ）。
下列方程计算主变压器器运行在电流型控制。
如果LMA 太小，磁化电流会导致变换器运行在电压模式控制代替 peak-current 模式这是因为磁化电流太大，它将作为PW 坡道淹没RS!的电流传感信号。
^2.76mH图2显示了 T1原边电流（IPRIMARY ）和同步整流器Q 罰QF 电流对同步整流栅驱动电流的反应。
基于UCC3895的移相全桥变换器的设计
基于UCC3895的移相全桥变换器的设计针对新型的移相PWM 控制器UCC3895,介绍了其基本的功能及与UC3875(79)系列的控制器相比所具有的特点。
并将该控制器应用于20kHz／500W 移相全桥电源,进行了开环和闭环的系统实验,实验结果表明所进行的设计是合理的,UCC,3895 有较强的实用价值。
关键词：移相全桥变换器;UCCt895;设计引言移相全桥(Full-Bridge,FB)PWM 变换器是一种应用广泛,适用于较大功率、低电压等场合的变换器。
该变换器采用PWM 移相控制,在不附加其他额外元器件,电路成本和复杂程度基本不变的情况下,利用变压器的漏感和功率开关管的结电容进行谐振,使功率管实现零电压开关(ZVS),从而减小了开关损耗,变换器的效率可大于80％,并且开关电压应力的减小使得开关频率可以进一步得到提高,可达到100 kHz～500 kHz,故该变换器适应当今开关电源高频化、高效化的发展趋势,有广阔的应用前景。
实现全桥变换器的移相PWM 控制的方法很多,比如：采用分立器件进行逻辑组合,采用专用的集成控制芯片,采用DSP 或CPLD 数字实现等。
第一种方法较为复杂,不利于工业应用,第三种方法的成本相对较高;而采用专用的集成控制器是电源开发设计者们较多采用的方法。
当今应用较多的移相全桥集成控制芯片主要是UC3879 和UC3875／6／7／8 系列。
UC3879 作为UC3875 的改进型, 其工作原理和基本结构是相同的,但在一些功能上进行了改进。
UCC3895 是TI公司生产的又一种高性能PWM 移相型控制器。
它是UC3879 的改进型,除了具有UC38779 的功能外,最大的改进是增加了自适应死区设置,以适应负载变化时不同的准谐振软开关要求。
新增加了PWM 软关断能力。
同时由于它采用了。
基于UC3895芯片用于PWM移相全桥电源
基于UC3895芯片用于PWM移相全桥电源基于UC3895芯片用于PWM移相全桥电源UCC3895芯片是Texaslnstruments公司生产的专用于PWM移相全桥DC／DC变换器的新型控制芯片。
它在UC3875(79)系列原有功能的基础上增加了自适应死区设置和PWM软关断能力，这样就适应了负载变化时不同的准谐振软开关要求。
同时由于它采用了BICMOS工艺，使得它的功耗更小，工作频率更高，因而更加符合电力电子装置高效率、高频率、高可靠的发展要求。
通过不同的外围电路设置，既可工作于电压模式，也可工作于电流模式，并且软启动／软停止可按要求进行调节。
2．UCC3895芯片介绍UCC3895芯片采用了20个引脚实现了以下功能：自适应死区时间设置；振荡器双向同步功能；电压模式控制或电流模式控制；软启动／软关断和控制器片选功能可编程；移相占空比控制范围0％～100％；内置7MHz带宽误差放大器；最高工作频率达到1MHz；工作电流低，500kHz下的工作电流仅为5mA；欠压锁定状态下的电流仅为150μA。
UCC3895芯片是UC3875(79)系列芯片的升级，同后者相比，内部电路做了许多改进，设计更为方便，性能有所增加。
下面介绍其部分主要引脚功能：EAP、EAN、EAOUT分别为误差放大器的同相输入端、反向输入端和输出端。
CS和ADS CS是电流检测比较器的反相输入端。
内部接到电流测量比较器负输入端和过流比较器正输入端以及ADS放大器。
电流测量信号用于实现峰值电流模式控制中的逐周期限流，及过流关闭输出脉冲保护。
过流关闭输出脉冲会导致一个重新的软启动过程。
ADS是自适应死区时间设置，是该控制芯片新增的控制管脚，可设置最大和最小输出死区时间之比值。
CS端的电压应限制在2.5V以下。
当ADS与CS相连时，死区时间没有自适应调节功能；当ADS直接接地时，死区时间调节范围最大，此时，CS=0时的死区时间约为CS=2.0V(峰值电流限制值)时死区时间的4倍。
天微UCC28950-Q1维度同步 Comparator Datasheet说明书
-+-V UCC28950-Q1ZHCS225A –APRIL 2011–REVISED JULY 2012支持同步整流的相移全桥控制器查询样品:UCC28950-Q1特性•V DD 欠压闭锁•宽温度范围，-40°C 至125°C•符合汽车应用要求•具有符合AEC-Q100的下列结果：应用范围–器件温度1级：-40°C 至125°C 的环境运行温•相移全桥转换器度范围•工业电源系统–器件人体模型(HBM)静电放电(ESD)分类等级H2•高密度电源架构–器件充电器件模型(CDM)ESD 分类等级C3B •太阳能逆变器和电动车辆•增强型宽范围谐振零电压开关(ZVS)功能说明•直接同步整流器(SR)控制UCC28950-Q1增强型相移控制器基于德州仪器(TI)•轻负载效率管理包括：的改进型工业标准UCCx895相移控制器系列产品，所–突发模式运行做出的改进提供了当前高效电源系统中同类产品中最佳–断续导通模式(DCM)，支持可编程阈值的动态效率。
UCC28950-Q1在对同步整流器输出级进行有SR 开关控制效控制的同时执行对全桥的高级控制。
–可编程自适应延迟•支持可编程斜坡补偿和电压模式控制的平均或者峰初级侧信号允许可编程延迟以确保宽负载电流和输入电值电流模式控制压范围内的ZVS 运行，而负载电流自然调整同步整流•闭环路软启动和使能功能器的次级侧开关延迟，从而大大提升了整体系统效率。
•支持双向同步的高达1MHz 的可编程开关频率•(±3%)支持断续模式的逐周期电流限制保护•150µA 启动电流UCC28950-Q1典型应用Please be aware that an important notice concerning availability,standard warranty,and use in critical applications of Texas Instruments semiconductor products and disclaimers thereto appears at the end of this data sheet.UCC28950-Q1ZHCS225A–APRIL2011–REVISED These devices have limited built-in ESD protection.The leads should be shorted together or the device placed in conductive foam during storage or handling to prevent electrostatic damage to the MOS gates.说明（续）UCC28950-Q1还提供多重轻负载管理特性，其中包括进入和退出断续电流模式(DCM)运行时的突发模式模式和动态SR开/关控制，从而确保将ZVS运行扩展至更轻的负载。
改进的绿色相移全桥控制IC—UCC28950
改进的绿色相移全桥控制IC—UCC28950 UCC28950是TI公司进一步改进的相移全桥控制IC，它比原有标准型UCC2895主要改进为ZVS能力范围加宽，对二次侧同步整流直接控制，提高了轻载空载转换效率，而且此时可以ON/OFF控制同步整流成为绿色产品。
既可以作电流型控制，也可以作电压型控制。
增加了闭环软启动及使能功能。
低启动电流，逐个周期式限流过流保护，开关频率可达1MHz。
UCC28950基本应用电路如图1所示，内部等效方框电路如图2所示。
图1 UCC28950基本应用电路图2 UCC28950内部电路方框图*启动中的保护逻辑UCC28950启动前应该首先满足下列条件：*VDD电压要超过UVLO阈值，7.3V。
*5V基准电压已经实现。
*芯片结温低于140℃。
*软启动电容上的电压不低于0.55V。
如果满足上述条件，一个内部使能信号EN将产生出来，开始软启动过程。
软启动期间的占空比，由SS端电压定义，且不会低于由T MIN设置的占空比，或由逐个周期电流限制电路决定的负载条件。
*电压基准精确的(±1.5%)5V基准电压，具有短路保护，支持内部电路，并能提供20mA外部输出电流，其用于设置DC-DC变换器参数，放置一个低ESR，ESL瓷介电容(1uF-2.2uF)旁路去耦，从此端接到GND，并紧靠IC端子，以获得最佳性能。
唯一的关断特性发生在IC的VDD进入UVLO状态。
*误差放大器（EA+,EA-,COMP）误差放大器有两个未提交的输入端，EA+和EA-。
它具有3MHz带宽，具有柔性的闭环反馈环。
EA+为同相端，EA-为反向端。
COMP为输出端，输入电压共模范围保证在0.5V-3.6V。
误差放大器的输出在内部接到PWM 比较器的同相输入端，误差放大器的输出范围为0.25V-4.25V，远超出PWM比较器输入上斜信号范围，其从0.8V-2.8V。
软启动信号作为附加的误差放大器的同相输入，当误差放大器的两个同相输入为低，是支配性的输入，而且设置的占空比是误差放大器输出信号与内部斜波相比较后放在PWM比较器的输入处。
移相全桥全参数计算
1、介绍在大功率服务器件中，为满足高效和绿色标准，一些供电设计师们发现使用移相全桥转换器更容易。
这是因为移相全桥变换器可以在转换器原边获得零切换。
这个应用程序的目的是设计报告审查的600W移相全桥变换器在电力系统中,利用TI的新UCC28950移相全桥控制器,并基于典型值。
在生产设计需要修改的值最坏情况的条件。
希望这些信息将帮助其他电源设计者的努力设计一个有效的移相全桥变换器。
表 1 设计规描述最小值典型值最大值输入电压370V 390V 410V输出电压11.4V 12V 12.6V允许输出电压瞬变600mV加载步骤90%输出电压600W满负荷效率93%电感器切换频率200kHz2、功能示意图3、功率预算为满足效率的目标，一组功率预算需要设定。
4、原边变压器计算T1变压器匝比(a1):估计场效应晶体管电压降(VRDSON):基于最小指定的输入电压时70%的占空比选择变压器。
基于平均输入电压计算典型工作周期(DTYP)输出电感纹波电流设置为输出电流的20%。
需要注意在选择变压器磁化电感的正确数值(LMAG)。
下列方程计算主变压器(T1)的最低磁化电感,确保变频器运行在电流型控制。
如果LMAG太小，磁化电流会导致变换器运行在电压模式控制代替peak-current模式。
这是因为磁化电流太大,它将作为PWM坡道淹没RS上的电流传感信号。
图2显示了T1原边电流(IPRIMARY)和同步整流器QE和QF电流对同步整流栅驱动电流的反应。
注意I(QE) I(QF)也是T1的次级绕组电流。
变量D是转换器占空比。
计算T1次级均方根电流(ISRMS):副边均方根电流(ISRMS1)当能量被传递到副边:副边均方根电流(ISRMS2)，当电流通过变压器，QE QF开通副边均方根电流(ISRMS3)引起的负电流在对方绕组随心所欲的时期,请参阅图2。
副边总均方根电流(ISRMS):计算T1原边均方根电流(IPRMS):T1原边均方根电流(IPRMS1当能量被传递到次边T1原边均方根电流(IPRMS2)当转换器总T1原边均方根电流(IPRMS)此设计一个Vitec变压器被选中，型号75PR8107有一下规测量漏原边漏感:变压器原边直流电阻:变压器副边直流电阻:估计转换损失(PT1)是铜损的两倍。
移相全桥参数计算
移相全桥参数计算 Prepared on 22 November 20201、介绍在大功率服务器件中，为满足高效和绿色标准，一些供电设计师们发现使用移相全桥转换器更容易。
这是因为移相全桥变换器可以在转换器原边获得零切换。
这个应用程序的目的是设计报告审查的600W移相全桥变换器在电力系统中,利用TI的新UCC28950移相全桥控制器,并基于典型值。
在生产设计需要修改的值最坏情况的条件。
希望这些信息将帮助其他电源设计者的努力设计一个有效的移相全桥变换器。
表1设计规范2、功能示意图3、功率预算为满足效率的目标，一组功率预算需要设定。
4、原边变压器计算T1变压器匝比(a1):估计场效应晶体管电压降(VRDSON):基于最小指定的输入电压时70%的占空比选择变压器。
基于平均输入电压计算典型工作周期(DTYP)输出电感纹波电流设置为输出电流的20%。
需要注意在选择变压器磁化电感的正确数值(LMAG)。
下列方程计算主变压器(T1)的最低磁化电感,确保变频器运行在电流型控制。
如果LMAG太小，磁化电流会导致变换器运行在电压模式控制代替peak-current模式。
这是因为磁化电流太大,它将作为PWM坡道淹没RS上的电流传感信号。
图2显示了T1原边电流(IPRIMARY)和同步整流器QE和QF电流对同步整流栅驱动电流的反应。
注意I(QE)I(QF)也是T1的次级绕组电流。
变量D是转换器占空比。
计算T1次级均方根电流(ISRMS):副边均方根电流(ISRMS1)当能量被传递到副边:副边均方根电流(ISRMS2)，当电流通过变压器，QEQF开通副边均方根电流(ISRMS3)引起的负电流在对方绕组随心所欲的时期,请参阅图2。
副边总均方根电流(ISRMS):计算T1原边均方根电流(IPRMS):T1原边均方根电流(IPRMS1当能量被传递到次边T1原边均方根电流(IPRMS2)当转换器总T1原边均方根电流(IPRMS)此设计一个Vitec变压器被选中，型号75PR8107有一下规范测量漏原边漏感:变压器原边直流电阻:变压器副边直流电阻:估计转换损失(PT1)是铜损的两倍。
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UCC2895移相全桥设计指南一，拓扑结构及工作原理(i)主电路拓扑本设计采用ZVZCS PWM移相全桥变换器，采用增加辅助电路的方法复位变压器原边电流，实现了超前桥臂的零电压开关电流开关(ZCS)。
电路拓扑如图3.6所示图1模式1主电路简化图及等效电路图②模式2当S|、S4导通时，电源对变压器初级绕组正向充电，将能量提供给负载，同时，输出端钳位电容Cc充电。
当关断S时，电源对C i 充电，C2通过变压器初级绕组放电。
由于C1的存在，S|为零电压关断，此时变压器漏感L k和输出滤波电感L o串联，共同提供能量，由于Cc的存在使得变压器副边电压下降速度比原边慢，导致电位差并产生感应电动势作用于L k，加速了C2的放电，为S2的零电压开通提供条件。
当Cc放电完全后，整流二极管全部导通续流，在续流期间原边电流已复位，此时关段S4，开通S3，由于漏感L k两边电流不能突变，所以S4为零电流关断，S3为零电流开通。
(2)主电路工作过程分析[7]半个周期内将全桥变换器的工作状态分为①模式18种模式。
(ZVS)和滞后桥臂的零5图4模式4主电路简化图及等效电路图图5模式5主电路简化图及等效电路图③模式3 ④模式4 14DD图2模式2简化电路图 (1)U 图3模式3简化电路图u⑤模式5Jilin⑥模式6图6模式6主电路简化图及等效电路图⑧模式8图8模式8主电路简化电路图二，关键冋题1：滞后臂较难实现 ZVS原因：滞后臂谐振的时候，次级绕组短路被钳位，所以副边电感无法反射到原边参加谐振，导致谐振的能量只能由谐振电感提供，如果能量不够, 就会出现无法将滞后臂管子并联的谐振电容电压谐振到0V.解决方法：① 、增大励磁电流。
但会增大器件与变压器损耗。
② 、增大谐振电感。
但会造成副边占空比丢失更严重。
③ 、增加辅助谐振网络。
但会增加成本与体积。
⑦模式7 图7模式7主电路简化电路图2,畐V边占空比的丢失原因：移相全桥的原边电流存在着一个剧烈的换流过程，此时原边电流不足以提供副边的负载电流，因此副边电感就会导通另一个二极管续流，即副边处于近似短路状态；Dloss与谐振电感量大小以及负载RL大小成正比，与输入电压大小成反比。
解决方法：①、减少原副边的匝比。
但会造成次级整流管的耐压增大的后果。
②、将谐振电感改为可饱和电感。
因为在初级换流的过程中，一旦进入电感的饱和状态，那么流过电感的电流马上就会变为饱和电流，而不是线性的减少，这就意味着减少了换流时间，等效于减少了占空比丢失时间。
当然我这么解释看起来有点不好理解，要结合移相全桥的工作过程来理解，还是可以慢慢去体会的三，定制件设计与功率器件选型1，输出储能电感设计：移相全桥的输出储能电感其实可以看做一个单纯的BUCK电感，由于其正负半周期各工作一次，所以其工作频率等于2倍开关频率，其计算公式为Lf = Vo *(1- Dmin)/(4*fs* △ I)2，主变压器设计：首先计算出移相全桥的次级输出最低电压：Vsec(mi n)=( Vo(max)+VLf+VD)/ Dsec(max)初次级的变压器匝比为:n二Vin(min) /Vsec(m in)选择变压器，使用A法：p4Ap =Ae*Aw= Po*10 /(4* ?*fs* △ B*J*Ku*)接下来计算变压器原边匝数：Np= Vin( mi n)*D /(4*fs*A *B )(max) e max那么次级绕组匝数为：Ns= Np/n3，谐振电感设计：2 2 2 2LI /2=( V . *C 上管)/2+( V . *C 下管)/2= V . *C,r p ' in 上管in 下管' in lag2 2即L = 2* V *C /Ir in lag p其中L :谐振电感值rV n:输入电压C ag:滞后桥臂电容(外加电容与MOSFET吉电容)I :滞后桥臂关断时刻原边电流大小p计算还要考虑以下几点因素：①、Vin应取最高输入电压值，保证任意输入电压下，滞后桥臂均能实现ZVS②、考虑在轻载I pl( 10%-20%负载)时刻，需要滞后桥臂仍然需要工作在ZVS状态③、输出电流i “在某个值(比如2A)时刻，输出储能电感电流任然连续或处在临界点。
也就是说，输出储能电感的脉动电流等于2倍此值即△ i Lf = 2 *2A=4A那么Ip=(I pl+ △ i Lf /2)/n4, 输入电容IP"金5, 输出电容6, 隔直电容四，UCC28950周边元件配置及选型■*设置电流传感网络CT, RS, RRE, DA为这个设计有一个选择的CT的100:1比率(a2)在VINMIN下计算一般峰值电流(IP1):原边电流峰值峰值电流达到上限时的电压V P= 2V计算电流检测电阻(RS)并且预留200 mV斜坡补偿选择一个标准电阻RS:对RSf古计功率损耗R.R s 48.70计算DA h的最大反向电压(VDA)CT估计达功率损耗（PDA ）:计算RS 重置电阻器RRE: 电阻器RR 用于重置当前变压器 CT 。
尺甘 100* Rg 4.67k£i电阻器RLF 和电容器CLF 形成一个低通滤波器对当前信号 （引脚15）。
对于这个设计我们选择以下值。
这个过滤器频率极低（fLFP ）在482千赫。
这应该工作大多数应用程序但也许适合个体的布局调整和EMI 的设计。
C, » pFUCC28950 VREfF ro 出（引脚1）需要高频旁路电容滤除高频噪音。
这个引脚需要至少1 n F 高频旁路电容（CBP1）。
请参考图1适当的位置。
= 1 M F电压放大器参考电压（引脚2,EA +）可以设置与分压器（RA,RB ），这个设计实例我们要设置误差放大器参考电压 （V1）2.5 v . 选择一个标准电阻 RB 值,然后计算电阻RA 1。
设置电压放大器参考电压 ：Vref=5V分压器由电阻器 RC 和RI 选择，设置直流输出电压（电压输出）引脚3（EA ）。
选择一个标准电阻器 RC:R e 2 37k£l计算R1然后选择一个标准的电阻R .=补偿反馈回路可以通过适当选择反馈组件（RF 、CZ 和CP ）。
这些组件被放置尽可能接近 U CC28950引脚3和4。
计算负载阻抗负载（RLOAD ）:1O%控制输出传递函数近似 （GCO （f ））作为频率的函数双极GCOS 率(f):fpp * 隹=50kHzCLAMPAngular velocityS （r ） 2nxjxf补偿电压回路2型反馈网络。
下面的传递函数补偿增益作为频率的函数计算电压回路反馈电阻器(RF)基于交叉电压(fC)循环在第10个双极频率(fPP)H — -------------- ' —- u 1U选择一个标准电阻 RF 。
R R 二 27.4kli计算反馈电容器(CZ)在交叉点的移相。
----------- -- ---- 厂 » 2* rT - iR^.-呂 选择一个设计标准电容值。
C z =5.6nF在2被FC 的地方放置一个极点选择一个设计标准电容值。
Cp = 560pF 环路增益作为频率的函数，以dB 的形式。
20IO0■宝口 ⑴ I)环路增益和相位图形检查循环稳定性理论循环。
(图4)得了在约3.7 kHz 的阶段大于90度。
限制在上升期间启动UCC2895C 有软启动功能(引脚5)，应用程序设置软启动时间15 ms(tSS)选择一个标准电容器的设计。
本应用笔记提供了一个固定延迟方法实现零电压从 100%负荷降至50%负载。
当转换器操作低于 50%加载转换器将在山谷切换操作。
为了实现零电压切换开关节点上 QBd 勺FETs QA 的开机(tABSET)延迟，初步制定和 QB 需要基于LS 和理论开关节点之间的交互电容。
下面的方程用于设置 将LS 设置输出电容的两倍计算槽频率设置初始tABSET 延迟时间，适当调整计划注意：2.25 tABSET 方程的因素来源于实证测试数据，可能会有所不同基于个人设计差异(GC(f))。
请参阅图1为组件的位置xRp xC z +1如“（*贰严畚严+1------------------------- S SBflpF15 mstABSET 最初。
■■■ W 1r形成的电阻分压器RDA1 RDA决定tABSET,tCDSET UCC28950的延迟范围。
选择一个标准RDA1电阻值。
注意：tABSET之间可以编程30 ns - 1000 ns 。
电压的ADLE输入UCC28950（VADEL需要设置RDA2基于以下条件。
如果tABSET > 155 ns 设置VADEL = 0.2 V,tABSET 155 ns 和1000 ns 之间可以编程：女口果tABSET W 155 ns 设置VADEL = 1.8 V,tABSET 可以编程29 ns - 155 ns:基于VADE选择、计算RDA2:选择最接近标准RDA2电阻值：重新计算VADEL基于电阻分压器的选择AnFL=0.202 V电阻器RDELA由tABSET决定选择一个标准电阻的值设计一旦你已经启动并运行原型建议你微调tABSET光负荷的峰谷之间的共振LS和开关节点电容。
在这个设计延迟设定在10%负载。
请最初的起点QC ffl QDT开延误（tCDSET）应该最初设置为相同的延迟，QA ffl QB打开延迟（引脚6）。
以下方程程序QC和Q號通延迟（tCDSET），通过适当选择电阻RDELCD引脚7）。
ABSET CDSET电阻RDELCD 由tCDSET决定选择一个标准电阻器的设计utLco 30 *一旦你已经启动并运行原型建议微调tCDSET光负载。
在这个设计CD节点将山谷开关负荷在10%左右。
请参考如图6所示。
在轻负载获得零电压开关节点QDd由于容易多了反映了输出电流出现在主变压器的场效应晶体管Q和QC岔道/。
这是因为有更多的峰值电流激励LS在此之前过渡,而QA和QB岔道/有一个可编程延迟岔道的场效应晶体管场效应晶体管QA岔道后QF（tAFSET）的岔道场效应晶体管QE QF后,场效应晶体管QB岔道（tBESET）。
好地方设置这些延误tABSET的50%■这将确保适当的同步整流器之前关闭AB零电压过渡。
如果这个延迟太大将导致OUTEE确和OUTF不重叠，它将创建多余的身体二极管传导FETs量化QE和QF。
形成的电阻分压器RCA1 RCA由tAFSET和tBESET决定，UCC28950的延迟范围。
选择一个标准RCA1电阻值。
注意：tEFSET tBESET可以在32 ns - 1100 ns 之间设置。
电压的ADELEF引脚UCC28950(VADELEF需要设置RCA2基于以下条件。