采用LCD箝位电路的正激DC_DC变换器
双正激DCDC变换器
双正激DC/DC变换器的一种新型拓扑研究摘要: 介绍一种新型的双端正激式DC/DC 变换器电路拓扑,分析其所构成的开关电源主电路及控制、自启动等回路的结构原理,针对其适用于直流高电压输入和高变压器变比场合所必须解决的励磁磁势维持及续流等特殊问题,提出了一种独特的磁通维持续流控制方法。
仿真及实验的结果证实了本方案的正确性与可行性。
关键词: DC/DC 变换; 拓扑; 自启动; PWM引言目前在各种电气设备中应用的各式各样的开关电源,大多数都采用间接式DC/DC 变换电路。
它具有隔离性能好,便于提供多路输出直流电源等优点。
间接式DCPDC 变换电路通常又分为单端电路和双端电路。
一般小容量的开关电源多采用单端正激式或单端反激式DC/DC 变换电路,其高频变压器铁芯中的磁通是单方向脉动的。
单端间接式直流变换电路所存在的主要缺点是高频变压器铁芯中的磁通只工作在磁化曲线的第1 象限,一方面使铁芯不能得到充分利用,另一方面总需要解决磁通复位的问题。
相比之下,双端间接式DC/DC 变换电路比较适用于中大容量的开关电源,其高频变压器铁芯的工作磁通在磁化曲线的第1、3 象限之间对称地交变,铁芯的利用率较高,也不必担心磁通的复位问题。
而且对应于正负半周都可以向输出传递能量,加之高频变压器铁芯的磁通变化线性范围宽,有利于减小变压器的绕组匝数和铁芯体积,提高开关电源的功率密度和工作效率。
因此研究开发完善、可靠的双正激DC/DC 变换拓扑方案一直为国内外有关研究和工程技术人员所关注。
基于上述考虑,我们在科研实践中,提出了一种新型双端正激式DC/DC 变换器的半桥拓扑方案,特别适合于整流器、逆变器等具有高压直流环节的电力电子系统,利用其现成的高压直流环节,为系统的控制、驱动和检测保护提供多路直流电源。
与以往的双端正激式拓扑结构相比较,其特点是可以有效地避免上下两桥臂在高频PWM 开关过程中易于出现的直通短路问题,使开关电源的可靠性大为提高,而且其输入电压可以很高,输出直流电源容量大、组数多,尤其适用于中大功率电力电子系统。
南航硕士论文-双管反激
电流临界连续模式
图 2-2 电感 L1 和 L2 的电流波形
2.1.1 电流断续模式
电流断续工作模式表示副边电感电流 iL 2 在开关 S 关断期间已下降到零， 电感电流 波形如 2-2(b)所示。在一个开关周期内，原边电感电流的表达式如下：
i L1 = U in ⋅ t L1 ; t ∈ [0, DTs ] ; t ∈ [DTs , Ts ] iL1 = 0
T
D3 N2 Cf RL
+
S1 C1 S2
D1
+
Llk N1
D3 N2 Cf RL U in C1
N1
D1
Uin
C2
D2
Llk
−
D2
S
−
L
图 1-3
双晶体管、双二极管箝位电路
图 1-4
LCD 箝位电路
1.1.3 LCD 箝位电路
如图 1-4 所示该箝位电路有两只箝位二极管 D1 、 D2 ，一个箝位电感 L 和一个箝 位电容 C 2 组成，由于箝位电路中不存在电阻，因此该电路是无损的。 该电路的优点是：变压器漏感能量无损地回馈到电网中去。 该电路的缺点是：高频时箝位元件在谐振时峰值电流较大，这个电流流过功率开 关管 S，增加了其电流定额和通态损耗。同时，开关管是硬开通，存在开通损耗，一 般使用于开关频率低于几十 kHz 场合，以保证高变换效率。
iL1
I vc iL 2 iL1
iL1
+
N1 : N2
L 1 L2
D
C
iL2
io
R Uo
S
−
图 2-1 反激变换器电路拓扑
iL1
I pc
iL 2
DC-DC变换器2
开关S开通后，变压器的激磁电流 由零开始，随时间线性的增长，直 到S关断。为防止变压器的激磁电 感饱和，必须设法使激磁电流在S 关断后到下一次再开通的时间内降 回零，这一过程称为变压器的磁心 复位。 N1 trst ton 变压器的磁心复位时间为 N3
输出滤波电 感电流连续 的情况下
S关断后，电感L通过VD2续流， VD1关断。变压器的励磁电流 经N3绕组和VD3流回电源，所 以2 正激电路的原理图 S O uS Ui O iL O iS t t t
N3
i
t O 图 2-3 正激电路的理想化波形
2-3
3.1 正激电路
功率范围
几百W~几kW
应用领域
各种中、小功 率电源
小功率电子设备、 计算机设备、消 费电子设备电源。
大功率工业用电 源、焊接电源、 电解电源等 各种工业用电源， 计算机电源等
电路非常简单，成本 很低，可靠性高，驱 动电路简单
几W~几十W
全桥 半桥
推挽
变压器双向励磁， 容易达到大功率
变压器双向励磁，没 有变压器偏磁问题， 开关较少，成本低 变压器双向励磁，变压 器一次侧电流回路中只 有一个开关，通态损耗 较小，驱动简单
2-19
电流控制型
电流控制型是一个双环控制系统,既保留了电压型控制器的输出电 压反馈部分,又增加了一个反馈环节- 电流内环,它的工作原理是： 恒频时钟脉冲置位锁存器,电流信号V s 和误差放大器的输出电平 V e 相比较,然后去控制锁存器,输出脉冲驱动功率管导通,电源回 路中的电流逐步增大,当电流在采样电阻Rs 上的幅度达到V e 电平 时，脉宽比较器状态翻转，锁存器复位，功率管截止。 整个电路就是这样逐周期地检测采样电阻上的电流，从而达到控 制电源输出的目的。 2-20
DCDC变换器拓扑结构分析
DCDC变换器拓扑结构分析⼀、正激变换电路由于正激DC/DC变换器具有电路拓扑简单，输⼈输出电⽓隔离，电压升、降范围宽，易于多路输出等优点，因此被⼴泛应⽤于中⼩功率电源变换场合。
然⽽，正激变换器的⼀个固有缺点是需要附加电路实现变压器磁复位。
采⽤磁复位绕组正激变换器川的优点是技术成熟可靠，磁化能量⽆损地回馈到直流电⽹中去。
但附加的磁复位绕组使变压器结构复杂化，变压器漏感引起的关断电压尖峰需要RC缓冲电路来抑制，占空⽐d<0.5，功率开关承受的电压应⼒与输⼈电源电压成正⽐。
RCD钳拉正激变换器图的优点是磁复位电路简单，占空⽐d可以⼤于0.5，功率开关承受电压应⼒较低此电路只是在原有的双管正激电路上添加了2个Lr、Cr谐振⽹络实现软开关。
图4中,L2为缓冲电感,Lm为变压器的励磁电感,C1和C2分别是开关管VS1和VS2的寄⽣电容。
电路拓扑在1个开关周期中可分为7个时间段描述。
下⾯将对每个时间段分别描述。
先假定在t0时刻之前,VS1和VS2关断,谐振电感Lr上的电流iLr为0,电容Cr上的电压UCr为-Uin,VD5关断,VD6正在续流。
为了使分析过程简化,在对电路分析之前,作如下⼏点假设:滤波电感L1⾜够⼤,在1个开关周期中可近似⽤恒流源I0等效代替;变压器漏感远⼩于励磁电感,在电路分析中忽略漏感的影响。
⼀个开关周期中电路的主要电量波形：1 t0~t1时间段在t0时刻,主功率开关管VS1和VS2同时导通,由于电感L2的作⽤,电流上升缓慢,VS1和VS2可以看成ZCS(零电流)导通。
在这⼀阶段,Lr、Cr开始谐振,VD5和VD6开始电流交换。
Cr上的电压从-Uin向Uin变化,电感Lr上的电流也从零上升。
当续流⼆极管VD6上的电流为零并且阻断时,这⼀时间段结束(这个时间段很短)。
此时,原边电流上升到I0/N(N=N1/N2,N1为原边匝数,N2为副边匝数)。
2 t1~t2时间段在t1~t2时间段,Lr和Cr继续谐振。
有源钳位正激变化器的工作原理欧阳文创编
第2章有源箝位正激变换器的工作原理2.1 有源箝位正激变换器拓扑的选择单端正激变换器具有结构简单、工作可靠、成本低廉、输入输出电气隔离、易于多路输出等优点，因而被广泛应用在中小功率变换场合。
但是它有一个固有缺点：在主开关管关断期间，必须附加一个复位电路，以实现高频变压器的磁复位，防止变压器磁芯饱和[36]。
传统的磁复位技术包括采用第三个复位绕组技术、无损的LCD箝位技术以及RCD箝位技术。
这三种复位技术虽然都有一定的优点，但是同时也存在一些缺陷[37-39]。
(1)第三复位绕组技术采用第三个复位绕组技术正激变换器的优点是技术比较成熟，变压器能量能够回馈给电网。
它存在的缺点是：第三复位绕组使得变压器的设计和制作比较复杂；变压器磁芯不是双向对称磁化，因而利用率较低；原边主开关管承受的电压应力很大。
(2)RCD箝位技术采用RCD箝位技术正激变换器的优点是电路结构比较简单，成本低廉。
它存在的缺点是：在磁复位过程中，磁化能量大部分都消耗在箝位网络中，因而效率较低；磁芯不是双向对称磁化，磁芯利用率较低。
(3)LCD箝位技术采用无损的LCD箝位技术正激变换器的优点是磁场能量能够全部回馈给电网，效率较高。
它存在的缺点是：在磁复位过程中，箝位网络的谐振电流峰值较大，增加了开关管的电流应力和通态损耗，因而效率较低；磁芯不是双向对称磁化，磁芯利用率较低。
而有源箝位正激变换器是在传统的正激式变换器的基础上，增加了由箝位电容和箝位开关管串联构成的有源箝位支路，虽然与传统的磁复位技术相比，有源箝位磁复位技术增加了一个箝位开关管，提高了变换器的成本，但是有源箝位磁复位技术有以下几个优点：(1)有源箝位正激变换器的占空比可以大于0.5，使得变压器的原副边匝比变大，从而可以有效地减少原边的导通损耗；(2)在变压器磁复位过程中，寄生元件中存储的能量可以回馈到电网，有利于变换器效率的提高；(3)变压器磁芯双向对称磁化，工作在B-H回线的第一、三象限，因而有利于提高了磁芯的利用率；(4)有源箝位正激变换器的变压器原边上的电压是是有规律的方波，能够为副边同步整流管提供有效、简单的自驱动电压信号，因而大大降低了同步整流电路的复杂度。
电源拓扑结构介绍----正激和反激
TX2
* ***
36 V2 IRF530 R2 C2
TX1
D1N4148
* ***
36 V1 R1 C1
R1 C1
***
***
Q2
(a)Q导通
2012-10-31
(b) Q关断
(C) Q关断，电 20 流断续
3. 反激变换器的工作原理分析
下面讨论flyback工作在电流连续模式下的工作原理：
2012-10-31
5
2012-10-31
2. 带复位绕组的正激变换器的工作原理分析
正激变换器的主要理论波形
2012-10-31 6
下面讨论电感电流连续时forward变换器的工作原理：
1. 模态1 [对应于图 (a)] 在t=0时，Q1导通，Vin通过Q1 加 在原边绕组W1上，因此铁芯磁化，铁芯磁通Ø增加：
在t=Ton时，铁芯磁通Ø的增加量为Vin/W1*D*Ts。 那么副边绕组W2上的电压为：Vw2=W2/W1*Vin=Vin/K12。 式中，K12=W1/W2是原边与副边绕组的匝比。
此时，整流二极管D1 导通，续流二极管D2截止，滤波电
感电流iL1线性增加，这与buck变换器中开关管Q1导通时一样， 只是电压为Vin/K12。
2. 模态2 [对应于图 (b)] 在Ton时刻，关断Q1， 原边绕组和副边绕组中没有电流流过，此时变压器 通过复位绕组进行磁复位，励磁电流iM从复位绕组 W3经过二极管D3回馈到输入电源中去。那么复位 绕组上的电压为：Vw3=-Vin；原边绕组上的电压为： Vw1=-K13*Vin；副边绕组上的电压为：Vw2=-K23*Vin。
D2 D1N4148 C1
R1
Q1
W3
论文反激变换器应用
(2-11)
(2-12)
I L1 =
Po U in η
(2-13)
输入电流峰值为
I L1 p =
Po U T + in S D U in ηD 2 L1
(2-14)
2.1.3 电流临界连续模式
电流临界连续模式介于电流连续模式和电流断续模式之间，电感电流波形如图
2-2(c)所示。这种模式下，输出电压和输出电流同时满足式(2-6)和(2-12)。将式(2-6)
代入式(2-12)得
I g = Io =
U inTS N1 U 2T 2 F D(1 − D) = in ON S 2 L1 N 2 2 LU 1 o
(2-15)
其中 I g 为临界连续电感电流。 对(2-15)求极值，可得当占空比 D＝0.5 时，临界连续负载电流达到最大值 I g max :
I g max =
1.1.1 有损 RCD 箝位电路
RCD 箝位电路是加在变压器原边两端，而加在开关管两端的称为 RCD 缓冲，两 者可以组合使用。
T
+
D1
T
D1
N2 C
R C1
C
N1
N2
Cf
RL
+
N1 C1
S
C
f
RL
Hale Waihona Puke U inD SU in
−
−
R
D
图 1-1
RCD 箝位电路
图 1-2
RCD 缓冲电路
1
反激变换器的应用研究
本文重点研究了 RCD 箝位反激变换器稳态原理、参数设计准则及小信号特性， 其次研究了双管反激变换器稳态原理及其参数设计方法，还研究了电流控制技术。其 主要内容分为以下六章： 第一章 分析了中小功率开关电源的理想拓扑，概述了反激变换器发展与现状。 第二章 分析对比了反激变换器三种工作模式及 RCD 箝位电路的设计。 第三章 研究了双管反激变换器稳态工作原理与设计。 第四章 研究了反激变换器小信号特性。 第五章 详细论述了基于电流控制 15W 27VDC/+12V（1.0A） 、-12V（0.25A）RCD 箝位反激变换器机内稳压电源（ CCM 模式、 DCM 模式）与 1080W 270VDC/180V（6A）双管反激变换器开关电源的设计过程，给出了试验 结果，并与理论分析进行了比较。 第六章 对本文的工作进行了总结，提出了进一步工作的设想。
双路输出正激式DC／DC变换器的设计.
双路输出正激式DC／DC变换器的设计双路输出正激式DC／DC变换器的设计类别：电子综合引言开关电源以其高效率、小体积等优点已获得了广泛应用。
而转换器是开关电源中最重要的组成部分，转换器有5种基本类型：单端正激式、单端反激式、推挽式、半桥式和全桥式转换器。
在所有的DC／DC隔离变换器中，正激变换器是低电压大电流功率变换器的首选拓扑结构。
由于正激变换器使用无气隙铁心，电感值高，原边和负边峰值电流小，铜损小，所以变压器利用率较高，输出效率也很高；其次，正激变换器中输出电感器和续流二极管的存在，也可以有效衰减纹波电流。
为此，本文介绍了一种采用单端正激式结构设计的双路输出(±6 V，1.5 A)DC／DC变换器的设计过程。
1电路工作原理本变换器的电路原理框图如图1所示。
当直流输入电压经过滤波电路进入辅助电源后，即由辅助电源给控制器供电，然后在控制器作用下，用开关管控制电流的通断以形成高频脉冲电流，再经高频变压器，使其在输人为高(开关管接通)时整流二极管导通，从而使串联电感为充电状态，最后经滤波电路向负载传送能量并输出直流电压；相反，在输入低电平(开关管断开)时，电感为放电状态，电路将通过续流二极管继续向负载释放能量，并输出直流电压。
为了保持电压稳定，两路输出电压经取样、隔离反馈电路送到控制器后将使输出脉冲宽度随输出电压的变化而变化，从而稳定输出电压。
由于变压器原边绕组通过的是单向脉动电流，为避免磁性饱和，确保励磁磁通在每一个开关周期开始时处于初始值，设计时必须使变压器的铁芯磁性复位。
2控制回路的设计传统的开关电源普遍采用电压型脉宽调制(PWM)技术，而近年来，电流型PWM技术得到了飞速发展，本设计采用电流型控制器UC1843来实现控制回路。
UC1843工作频率可达500 kHz，并它具有大电流推拉式输出，低启动工作电流等特点。
电路中在开关管通断瞬间，必须供给栅极较大电流，并对栅源极间电容进行快速充放电，以使开关管高速工作。
总结正激变换器各种复位方式辅助绕组,RCD LCD,自谐振,有源箍位
adlsong
Forward Converter
1 开关管导通 LdiL/dt = Vin – Vo I = (Vin – Vo) ton / L 2 开关管关断 LdiL/dt = – Vo I = – Vo toff / L I :输出电感伏秒平衡. 输出电压: Vo = Vin
Power Switch: VDDS > Vinmax IDrms > 1.2Pin/VinminD1/2 Rectifiers: Forward D1: VRRM > Vinmax(Vo+VFD)/VinminDmax IF(AV)>IoDmax Freewheeling D2: VRRM > Vinmax(Vo+VFD)/VinminDmax IF(AV)>Io
Forward Converter
Forward Converter
Forward Converter
Power Switch: VDDS > Vinmax(1+n)+ leakage inductance spike IDrms > 1.2Pin/VinminDmax IDrms>1.2Pin/VinminDmax1/2 Rectifiers: Forward D1: VRRM > Vinmax/n +leakage inductance spike IF(AV)>IoDmax Freewheeling D2: VRRM > Vinmax(Vo+VFD)/VinminDmax IF(AV)>Io Demagnetization D3: VRRM >(1+N3/Np) Vinmax(Vo+VFD)/VinminDmax IF(AV)>ImagpeakDmax/2
DC-DC变换器的基本电路
DC-DC变换器的基本电路伏秒平衡原则：在稳态工作的开关电源中电感两端的正伏秒值等于负伏秒值。
若VO在这期间保持不变，则有：LOV L=-显然，只有Q管导通期间（ton内）电感L增加的电流等于Q管截止期间（toff时间内）减少的电流，这样电路才能达到平衡，才能保证储能电感L中一直有能量，才能不断地向负载提供能量和功率。
in O Oon offV V Vt tL L-=考虑到Dont T=和(1D)offt T=-，可得DO dV V=表明，Buc k电路输出电压平均值与占空比D成正比，D从0变到1，输出电压从0根据L 的伏秒平衡原则: Vin*DT=(V o-Vin)*(1-D)T Vin *T=(1-D)TV o 得 V o=Vin/(1-D)Boost 电路的输入输出关系：V o/Vin =1/(1-D)电感电流连续模式下：开关状态1：Q 导通Q 管导通，输入电压加到储能电感L 两端，二极管D 被反向截止，等效电路如图b 所示，流过电感的电流：ininin L L L L on di di V di i V V Ldtdt Ldt t L∆=⇒=⇒==in in ()D L opened on V Vi t T L L∆==开关状态2：Q 截止Q 管截止，二极管正向偏置而导通，等效电路如图5-7c 所示电源功率和储存在L 中的能量通过二极管D 输送给负载和滤波电容C 。
此时流过电感的电流为：in in in OOL L L L O off V V V V di di di i V V Ldtdt Ldt t L∆---=⇒=⇒== in in ()(1D)O O L closed off V V V Vi t T L L∆--==-显然，只有Q 管导通期间（内）储能电感L 增加的电流等于Q 管截止期间（内）减少的电流，这样电路才能达到平衡，才能保证储能电感中一直有能量，才能不断地向负载提供能量和功率。
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《电工技术杂志》200年第
12
期
应义烈澎汽扩
采用
LCD箱位电路的正激DC-DC变换器
王国礼金新民(北方交
通大学1004
摘要介绍了一种采用LCD籍位电路的正激DCDC变换器它以十分简单的电路结构实现了变压器铁心的磁通复位并且避免了能量的损耗提高了变换器的效率关键词LCD箱位电路正激DC1)C变换器
1引言
在正激变换器中变压器铁心的磁通在每个开关周期均需要复位以避免铁心饱和〔‘〕常见的复
位方法有:¹采用辅助的磁通复位绕组(图la)º采用RCD箱位电路(图lb)»采用有源箱位技术(图1cd)[2j
但是这些方法都存在一些不足方
法一使变压器的结构复杂化;方法二中的电路会造成较大的能量损失变换器的效率减小;方法三所采用
的技术尽管可以避免能量损失但却多用了一个开关管增加了主电路和控制电路的复杂程度一竖卜门:一…〕盗VDICL铆州日刃自圃脚图2采用LCD籍位电路的正激变换器滤波电感足够大保证电感电流连续电感L与变压器的磁化电感Lm及漏感Lk满足如下关系式:Lc
二Lm干Lk从而有眺二叽
(分析见
22)
根据
以上假定得到的等效电路及电路波形如图3所示
叼,VD
VD‘
2
乡vD}Uln
巍
cF
图1常见的正激变换器磁通复位方式
本文将介绍一种新的正激DCJ二X二变换器它通过附加的LCI)籍位电路使变压器的铁心磁通复位图2即为这种正激变换器的电路拓扑
2电路稳态分析
21
电路的工作原理
在讨论电路的工作原理之前首先作出如下假定:电路已进人稳态开关管以及二极管都是理想的在一个开关周期内电容CC的端电压基本保
持恒定并可用等效的电压源UcU七代替输出
一24
一
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图3变换器等效电路及电路波形图采用LCD籍位电路的正激DCDC变换器《电工技术杂志》200年第12期
电路工作过程共可分为5个阶段
(1)在t0时刻开关VF开通电感L
m
L
k
和L在电压源Uin和Uc的作用下电流开始线性增长考虑到变压器的漏感相对磁化电感而较小为分析方便起见可以假定电源电压Uin全部加在磁化电感上则各电感电流的变化规律为直到勺时刻其值达到Uin十Uc=ZUin时为止同样由于这个过程时间较短我们仍认为充电过程是以恒流方式进行的由式(5)可以得出tl一勺时
刻的时间间隔为
△t=t3一tl=
ZU讯C钾
Z胡
而狱
(10
)
红m(:卜会(!一),一
‘:卜会(,一:。,
与此同时变压器二次的整流二极管VD4正偏导
通续流二极管Vl飞反偏截止滤波电感L。的电流也将线性增加如果设定变压器的变比
为
1:n
变换器工作的占空比为D开关周期为T电感L和t0时刻的电流初始值为红。
(t。)
则负载电
流的变化规律为
‘·。‘,,一,·。‘,。,+·会(‘一D)‘:一,。)‘,,
相应地开关管VF中流过的电流为i钾(t)=i毛m(t)+i工(t)+ni乙。
(4)
在tl时刻关断开关管VF时各电流将达到最大值分别为
(4)从t3
时刻开始由于籍位电容C的
作
用开关管Vl的端电压被籍位于U
in十Vc=
ZUin变压器的磁化电流由LmLk流人C同
时电感L的电流通过Vl〕xV
环流向电压源
Uin
其大小分别为
、、1勺‘
了
,1
,‘
了2i
乙m(t)=i工m
max
一
U&
Lm+Lk
(t一t3)
‘二(:,一‘·一会
(,一,3)
勺了
O
一乒
DT
七m
TD鱼Lc一L
,·一,·(,。
卜
·
会(卜D)DT(7)
i~=i乙mmax+i:max+ni工
~(8)
(2)tl
时刻关断开关管VF电流i
vP转移到
与VF并联的电容CvF(包括管子的寄生结电容)中当勺时刻电容电压升高到Uin时变压器二
次电压降为零二极管Vl人将截止滤波电感的的电流通过续流二极管VDS续流由于此过程较
短我们可以认为电容的充电是以恒流方式进行的则开关管的端电压上升速率为
由于事先假定L二Lm+LkUc二Uin从
上述两个式子可知两个电流将在t;时刻同时到零根据式(1)(2)(7)(8)并考虑到(Lm
+Lk)/Lm、1则此段时间间隔为
△t=t4一t3、
DT(13)
负载电流在此阶段的值为‘一‘t,一‘一釜
(,一:3,(
“
)
(5)t
;
时刻红m=几=0此后磁化电感
以及漏感所储存的磁能全部转移到电容C中
而
电感L的磁能则全部转移至电压源Uin中二极
管V场截止由于电容CvF的端电压为
Uin
+
U&
高于Uin及Uc因此二极管
VDIV
马也
截止开关管的电压一直保持在这个值上负载电流继续由VDS续流其变化规律同式
(10
)
这样到下一次开关导通时电路将完成整个
工作循环22稳态时箱位电容的电压
值
如果电容C的值相对较大在一个工作周期内其端电压可以认为是恒定的t0一t,时段内Cc向电感L释放的能量为
四_ivF
狱
dtC
钾
DZ护(15)
(9)
一1
饥=百从之从
~
_工丛』
2L
从上式可以看出为了限制过高的电压上升速
度可适当加大电容CvF的值但这样却会导致大的
开通损耗所以具体选取时应折衷进行考虑
(3)勺时刻以后电容CvF的电压继续升高
而勺一t;时段内电感LmLk转移给电容C的磁
能为_1。IUi产__E=资(L一+L、)i;__‘二专;井弓』气一D乙T‘
一mZ一m一‘“mmax2Lm+Lk
一
(16)
一25