原边反馈开关电源设计
原边反馈电源方案的设计
原边反馈（PSR）的AC/DC控制技术是最近10年间发展起来的新型AC/DC控制技术，与传统的副边反馈的光耦加431的结构相比，其最大的优势在于省去了这两个芯片以及与之配合工作的一组元器件，这样就节省了系统板上的空间，降低了成本并且提高了系统的可靠性。
在手机充电器等成本压力较大的市场，以及LED驱动等对体积要求很高的市场具有广阔的应用前景。
在省去了这些元器件之后，为了实现高精度的恒流/恒压（CC/CV）特性，必然要采用新的技术来监控负载、电源和温度的实时变化以及元器件的同批次容差，这就涉及到初级（原边）调节技术、变压器容差补偿、线缆补偿和EMI优化技术。
初级调节的原理是通过精确采样辅助绕组（NAUX）的电压变化来检测负载变化的信息。
当控制器将MOS管打开时，变压器初级绕组电流ip从0线性上升到ipeak，公
式为（）。
此时能量存储在初级绕组中，当控制器将MOS管关断后，能量通过变压器传递到次级绕组，并经过整流滤波送到输出端VO。
在此期间，输出电压VO 和二极管的正向电压VF 被反射到辅助绕组NAUX，辅助绕组NAUX 上的电
压在去磁开始时刻可由公式表示（），其中VF是输出整流二极管的正向导通压降，在去磁结束时刻可由公式表示
，由此可知，在去磁结束时间点，次级绕组输出电压与辅助绕组具有线性关系，只要采样此点的辅助绕组的电压，并形成由精确参考电压箝位的误差放大器的环路反馈，就可以稳定输出电压VO。
这时的输出电流IO由公式表示，其中VCS是CS脚上的电压，其他参数意义如图1所示。
这是恒压（CV）模式的工作原理。
与此同时，原边反馈系统还会面临线缆压降的问题。
因为系统不是直接采样输出端（次级绕组整流后）的电压，而是通过采样辅助绕组的去磁结束点的电压来控制环路反馈的，因此，当输出线较长或者线径较细时，在负载线上会存在较大的内阻（例如在充电器方案
中）。
在负载电流变化较大的情况下，输出线的末端电压也会有较大变化。
在CV模式下，这种变化在某些场合是不能接受的，因此，原边反馈驱动芯片还应该提供对线缆压降补偿的功能，这个功能通常是通过在INV脚上拉一个小电流来实现的。
通过预估补偿值来调节连接在INV脚上的分压电阻的总阻值（分压比例不变），从而补偿不同负载线型和负载大小带来的线缆压降，以维持CV曲线的水平性（如图 2 中的CV曲线）。
此外，一款好的原边反馈AC-DC控制器还应该具备优秀的EMI特性，对于传导和辐射这两方面的干扰都应该尽可能降低，目前常见的做法是采用抖频技术和驱动信号柔化技术。
抖频技术是指在开关频率的基频基础上引入一个小幅度的频率变化值，以此来降低在开关频率点上的频谱能量强度，优化EMI特性。
而驱动信号柔化技术则是指将驱动MOS 管栅极的驱动信号的开启沿（上升沿）变得比较平滑，以减小MOS管开启瞬间的能量传导和辐射，从而进一步优化EMI特性。
现在大部分芯片都是直接取样辅助线圈上电压，由于漏感的原因，在MOS关断后，也就是次级二极管导通瞬间，会产生一个尖峰，影响电压采样，为了避开个这个尖峰，大部分厂家都是采用延时采机，也就是在MOS 管关断一段时间后再来采样线圈电压。
从而避开漏感尖峰。
PI是在高压开关关断2.5 μｓ采样。
这种采样方式其实在以前很多芯片上的过压保护上也都有应用，比如OB2203和UCC28600，NCP1377上都有这样的应用，所以可以得到较高精度的过压保护。
还有些厂家是在下取样电阻上并一个小容量的电容来实现。
同时建义大家吸收电路使用恢复时间约只有2us的IN4007再串一个百欧左右的电阻作吸收。
可以减小漏感产生的振铃，从而减小取样误差。
得到较高采样精度。
次级圈数固定，辅助绕组固定，取样精度高。
比较器内部精度也高，自然可以得到较高的输出电压精度。
先写个变压器的基本公式。
Np*Ipk=Ns*Ipks（变压器次级只有一个绕组Ns）,Np,Ipk,Ns,Ipks分别是初级圈数，初级峰值电流，次级圈数，次级峰值电流当工作在DCM模式时，输出电流是次级电流（如图的三角形）在一个工作周期的平均值，所以Io=(Td/T)*Ipsk/2, 其中T为工作周期。
Np*Ipk=Ns*Ipks 所以Ipks=Np*Ipk /Ns, 将Ipks=Np*Ipk /Ns代入Io=(Td/T)*Ipsk/2 ，得到Io=(Td/T)*（Np*Ipk /Ns）/2。
可以看出Np,Ns为常数，只要固定Ipk,和Td/T就可以得到固定的电流输出。
市面上很多IC固定Ipk的方式是限制初级MOS取样电阻上的峰值电压，同时为了避免寄生电容在导通时产生的电流尖峰，会加入一段消隐时间。
Td/T 是由IC内部固定的。
OB的是0.5（他是给出
TD同频率的关系），BYD的1508是直接给来的0.42。
仙童的没有直接给出1317没直接给出这个值，而是给出了一个计算初级电流的公式。
也是间接告诉了Td/T 。
CC时，在不同输出电压情况下，工作在PFM模式以保证固定的Td/T而实现稳定的输出电流。
这就是实现恒流的基本原理，输出电压变化时能保证电流不变。
只要保证IC Td/T 的精度，以及初级峰值电流的限流精度就可以得到较高的输出电流精度。
这两部分基本上取决于IC。
取样电阻保证１％是没有问题的。
再讲讲PSR对电感量补偿的原理。
看过PI LN60X实验视频的朋友可以看到他们的PSR对电感量有补偿。
当电感量低出设计正常值时，达到同样的峰值电流需要的时间就短了，Δt=L*ΔI/V,ΔI在DCM模式时等于峰值电流，而峰值电流是固定的。
V就是Vin,为常数。
所以L低会造成Δt下降，也就是Ton下降。
根据伏秒平衡，Ton*Ipk*Np=Td*Ipks*Ns。
Np,Ns为常数，Ton的下降同样也造成Td下降。
由于Td比上周期T为固定值，Td下降造成T变小，所以频率就升高了。
但是由于有最高频率的限制。
所以设计时要注意在最重负载时，频率不能工作在最高频率，这样电感量的变化将得不到补偿。
应适当低于最高工作频率。
电感量高出正常值时，结果当然是相反的。
Io=(Td/T)*（Np*Ipk /Ns）/2。
只要Ipk,Td/T不变，输出电流也就不变。
所以电感量变化引起的是频率的变化。
从公式P=1/2*I*I*L*f也可以看出。
I固定，输出功率不变，L的变化引起的是频率f的变化。
但一定要注意最高工作频率限制。
电源参数（7*1W LED驱动）：输入AC 90-264V 输出：25.8V 0.3A 方案采用芯联半导体的CL1100(见附件）从IC资料上可以看出Td/T=0.5 CS脚限制电压Vth_oc为0.91V FB基准为2V 占空比D取0.45 Vin取90V 整流管VF取0.9 最高开关频率取50KHZ 变压器用EE16，AE=19.3mm^2 VCC供电绕组电压取22V（考虑到不同串数LED的兼容性VCC绕组电压取得较高，但通常根据经验，取芯片最大值减去2v）
1，计算次级峰值电流Ipks：Io=(Td/T)*Ipsk/2 Ipks=Io*2/(Td/T)=0.3*2/0.5=1.2A
2，计算反射电压V or：根据伏秒平衡Vin*Ton=Vor*Td Vin*Ton/T=V or*Td/T Vin*D=Vor*Td/T 90*0.45=V or*0.5 V or=81V
3,计算匝比N，V or=(V o+Vf)*N N=81/(25.8+0.9)=3.03
4,计算初级峰值电流（考虑到初级电流一部分在转换时的损耗，如吸收中的一部分损耗，磁芯损耗，输出电容损耗，次级铜损）初级电流损耗取输出电流的7% Ipk=Ipks*(1+7%)/N=1.2*(1+7%)/3.03=0.424
5,计算初级电感量Vin/L=ΔI/Δt DCM模式时ΔI等于Ipk vin/L=Ipk/(D/f) L=vin*D/f/Ipk=90*0.45/50K/0.424=1.91mH
6,计算初级圈数Np,Ns(B取0.3mT) NP=L*I/(AE*B)=1.91*0.424/(19.3*0.3)*10^3=140TS N S=N P/N=140/3=46.6T S取47T S时反算47*3.03=142T S
NA=NS*V A/(Vo+VF)=47*22/(25.8+0.9)=39TS
7，电压取样电阻当供电绕组电压取22V时，FB基准为2V ，上下取样电阻正好为10比1，取6.8K和68K
8，电流检测电阻Rcs Rcs=Vth_oc/Ipk=0.91/0.424=2.15 用2.7并11欧电阻
9，二极管反压=Vin_max/N+V o=264*1.41/3.03+25.8=149V 取耐压200V的SF14
10，MOS耐压及漏感尖峰取Vlk75V =Vin_max+V or+Vlk=373+81+75=529V 考虑到功耗选用2N60.。
开关电源的反馈设计与传递函数推导
單極點
• 從左到右依次為頻率從低到高 • 极点发生在增益以20DB／１０倍频程递减 的点
單零點
• 從左到右依次為頻率從低到高 • 零点发生在增益以20DB／１０倍频程递增 的点
雙機點
• 從左到右依次為頻率 從低到高 • 双极点发生在增益以 40DB／１０倍频程递 减的点
右半平零點(RHPZ)
• 增 益 递 增 相 位 , 從從 低左 到到 高右 依 次 為 頻 率 •
主機點補償
• 此种补偿一般对电路要求不高(动态负载性 能)适合与反激DCM拓扑方式 • 利用上分压电阻与补偿电容构成极点补偿
單機點補償
雙機點補償
• 对电路要求较高的电路，特别是动态负载 方面
实际应用图例
實例分析
• 应用电路传递函数的推倒
開關電源設計
-反饋環路分析 -傳遞函數推導言• 本文靠自学自编图例来自网上,作者水平有限文中 难免错误之处恳请指正 • 开关电源设计是一个复杂的工程计算,每一个元件 的取值全部有计算公式可推导,在借助仪器和实践 经验达到最近取值. • 大多数工程师在设计电源时对反馈环路的补偿设 计都不清楚全靠经验取值没有理论可依据,出了问 题都只有盲目的找问题,本文力求用最简单的图例 和推导公式向大家讲明白.
最详细的开关电源反馈回路设计
开关电源反馈回路设计开关电源反馈回路重要由光耦（如PC817）.电压周详可调并联稳压器（如TL431）等器件构成.要研讨若何设计反馈回路,起首先要懂得这两个最重要元器件的根本参数.1.光耦PC817的根本参数如下表：2.可调并联稳压器由TL431的等效电路图可以看到,Uref是一个内部的2.5V 基准源,接在运放的反相输入端.由运放的特征可知,只有当REF 端（同相端）的电压异常接近Uref（2.5V）时,三极管中才会有一个稳固的非饱和电流畅过,并且跟着REF 端电压的渺小变更,经由过程三极管VT的电流将从1 到100mA 变更.当然,该图毫不是TL431 的现实内部构造,所以不克不及简略地用这种组合来代替它.但假如在设计.剖析运用TL431 的电路时,这个模块图对开启思绪,懂得电路都是很有帮忙的.前面提到TL431 的内部含有一个2.5V 的基准电压,所以当在REF 端引入输出反馈时,器件可以经由过程从阴极到阳极很宽规模的分流,掌握输出电压.如图2 所示的电路,当R1 和R2 的阻值确准时,两者对Vo 的分压引入反馈,若Vo 增大,反馈量增大,TL431 的分流也就增长,从而又导致Vo 降低.显见,这个深度的负反馈电路必定在Uref等于基准电压处稳固,此时Vo=(1+R1/R2)Vref.图2选择不合的R1 和R2 的值可以得到从2.5V 到36V 规模内的随意率性电压输出,特殊地,当R1=R2 时,Vo=5V.须要留意的是,在选择电阻时必须包管TL431 工作的须要前提,就是经由过程阴极的电流要大于1 mA.懂得了TL431和PC817的根本参数后,来看现实电路：图3反馈回路重要存眷R6.R8.R13.R14.C8这几个器件的取值.起首来看R13.R13.R14是TL431的分压电阻,起首应先肯定R13的值,再依据Vo=(1+R14/R13)Vref 公式来盘算R14的值.1.肯定R13..R14取值肯定R13的值斟酌以下两个前提：1.TL431 参考输入端的电流,一般此电流为2uA 阁下,为了防止此端电流影响分压比和防止噪音的影响,一般取流过电阻R13 的电流为参考段电流的100 倍以上,所以此电阻要小于2.5V/200uA=12.5K.2.斟酌到待机功耗及瞬态响应,若取值太小,则经由过程的电流大,依据P=I2R公式,待机功耗大;若取值太大,则经由过程的电流小,反馈回路瞬态响应将受到影响.故,R13在知足前提1的情形下尽量取中央值或大于中央值.本设计为5V/1.5A适配器设计,R13取5.6K,理论上要得到5V 输出,R13与R14值相等即可,但斟酌适配器现实运用消失线损,故选R14值略大于R13,取6.2K.盘算得：Vo=(1+6.2/5.6)*2.5=5.26V,联合运用的输出线规格及线损,在输出满载情形下,线末尾可以或许得到5V电压.2.肯定R6.R8取值图4为TL431内部电路图,由图中可知,K端与R端相差一个PN节（即三极督工作在饱和状况时,K端将比R端电压高0.7V（硅管））,当开关电源工作时,下图中的Q1将工作在放大模式,依据三极管的放大特征,K端电压将比R端电压至少大0.7V,依据经验,K端电压比R端电压高1.5V~1.7V,即图3中的c点电压比d点电压高1.5V~1.7V,d点电压为TL431基准电压,为2.5V,则c点电压为4V~4.2V.图4由上述前提,我们已经盘算出图2中a点电压为5.3V;b点电压为5~5.2V（取5.1V）;c点电压为4~4.2V（取4.1V）;d点电压为2.5V;由发光二极管参数知,IF<50mA,依据经验,IF一般取3mA.R8电阻是为TL431供给逝世区电流而设计的,查阅TL431参数知,要包督工作正常,TL431的Ika需大于1mA,小于100mA,一般取3~5mA.盘算得R6=(5.3V-5.1V)/3~5mA =40Ω~67Ω.本设计取56R.R8<(1.2V/1mA)=1.2K,依据经验,一般取1K或470Ω3.肯定C8取值有的电路设计中为晋升低频增益,用一个电阻和一个电容串接于TL431掌握端和输出端,来压抑低频（100Hz）纹波和进步输出调剂率,即静态误差,目标就是晋升相位,要放在带宽频率的前面来增长相位裕度,具体地位要看其余功率部分在设计带宽处的相位是若干,电阻和电容的频率越低,其晋升的相位越高,当然最大只有90 度,但其频率很低时低频增益也会减低,一般放在带宽的1/5 初,约晋升相位78 度.依据盘算,一般选用104电容或104电容与1K电阻串联.（具体盘算比较庞杂）以上数据仅为理论盘算,具体应依据现实测试情形进行微调解理.。
开关电源原边反馈技术
开关电源原边反馈技术
原边反馈(PSR)简介
●在小功率消费类电子应用中，反激式电源是主流，因为反激式电源非常适合小功率段，同时天然提供了隔离的效果。
●隔离后，如果要检测输出的情况，需要用隔离元件，比如光耦等，这样就增加了电源的成本，光耦本身的寿命也会成为电源的瓶颈，基于此，开发出了原边反馈技术。
-原边反馈不从输出直接采样，而是从初级线圈采样，通过初级线圈的情况来计算次级线圈的情况，进一步推算输出的情况。
-部分信息难以从初级线圈直接得到，因此通常还使用一个辅助线圈，辅助线圈和初级线圈共地，和次级隔离
辅助线圈的用途
●增加辅助线圈会增加成本和复杂度，因此，最好能让辅助线圈完成更多的工作，一般辅助线圈都同时做2件事情：
-反映初级线圈和次级线圈的情况，辅助线圈通过电阻分压，将原边和副边的电压情况反映在VSES点，此时辅助线圈和原边/副边构成变压器。
和初级线圈形成一个反激结构，给IC供电，由于反激结构本身无法恒压，因此要加一个限压的二极管。
不使用辅助线圈是否可行
●如果不要求辅助线圈供电，那么是否可以用其他检测方法，比如在初级线圈上检测来做原边反馈?
●理论上是可行的，思路如下：
-在初级线圈上并联一个高阻支路，对初级线圈进行采样，同时提供TOFF期。
深圳市富满电子集团股份有限公司 FM3783 低功耗原边反馈开关电源芯片说明书
FM3783(文件编号：S&CIC1593)低功耗原边反馈开关电源芯片概述FM3783是一款低功耗原边反馈（PSR）开关电源芯片，其内部集成了大功率BJT管，适用于隔离型的高效低功耗便携式设备充电器应用。
FM3783采用独特具有恒流恒压功能的原边反馈控制技术，以及独特的轻载调频技术降低轻载下芯片自身功耗实现高效应用。
FM3783具有输出线损补偿技术，在大电流下保证足够的输出功率。
另外FM3783还集成了过温保护，VCC欠压保护，输出过压保护，C极开路保护等技术。
FM3783采用紧凑的SOP-7封装，便于系统设计布线。
特点集成大功率BJT管高精度恒压恒流控制待机功耗小于75mw输出短路保护输出过压保护输入欠压保护过温保护原边反馈外围元器件少SOP-7封装应用手机等便携式设备的充电器和适配器LED驱动电源其他辅助电源FM3783A适用5V2.1A方案满足六级能效标准FM3783B适用5V2.4A方案满足六级能效标准引脚示意图及说明SOP-7FM3783(文件编号：S&CIC1593)低功耗原边反馈开关电源芯片典型应用电路图典型应用电路图1典型应用电路图2FM3783(文件编号：S&CIC1593)低功耗原边反馈开关电源芯片典型应用电路图3典型应用电路图4FM3783(文件编号：S&CIC1593)低功耗原边反馈开关电源芯片典型应用电路图5注：部分PCB Layout不是很规范的客户原理图建议使用图3、4、5。
极限参数(注1)注1：最大极限值是指超出该工作范围，芯片有可能损坏。
注2：最大允许功耗为P DMAX=(T JMAX-T A)/θJA或是极限范围给出的数字中比较低的那个值。
注3：人体模型(HBM)，100pF电容通过1.5KΩ电阻放电。
FM3783(文件编号：S&CIC1593)低功耗原边反馈开关电源芯片电气参数(注4,5,6)（无特别说明情况下，V CC=16V,T A=25℃）注4：电气参数定义了器件在工作范围内并且在保证特定性能指标的测试条件下的直流和交流电参数规范。
原边反馈开关电源的设计方法
原边反馈开关电源的设计方法卢剑锋;伍涌【摘要】原边反馈开关电源具有低成本、结构简单、可靠性高、自带CC/CV、容易实现无Y设计等特性,在小功率电源领域迅速普及.文章通过一个具体的设计实例,来说明原边反馈开关电源的基本原理和设计流程,并对部分流程做了简化或修改,以期更贴近实际应用.【期刊名称】《通信电源技术》【年(卷),期】2017(034)001【总页数】2页(P43-44)【关键词】原边反馈;开关电源;变压器设计【作者】卢剑锋;伍涌【作者单位】广东省903电视调频台,广东中山528400;广东省903电视调频台,广东中山528400【正文语种】中文1.1 开关电源的指标参数所设计的原边反馈开关电源输入：AC 85～265 V (最低交流整流电压设为110 V)，输出：DC 12 V 1 A。
1.2 原理图与说明如图1所示，该电路采用了国产某芯片，其主要特点为：工作于DCM模式、内置BJT、逐周期限流、可调线电压补偿、内置恒流补偿、谷底开通、前沿消隐等。
图1中，R1为启动电阻；R2和R3为取样电路，输出电压和线损补偿、开路保护等均由此检测或控制；R4为限流电阻，完成逐周期限流和输出恒流控制；吸收电路等部分不再赘述。
该电路的开关频率随输入电压和负载的变化而变化，设计时要注意最高频率的限制，一般可限定为60 kHz以下，本例取50 kHz。
另需注意，动态分析此类电路的工作过程，应从四个方面进行分析——启动过程、无响应过程、有响应过程、各类故障过程，这不仅是对工作原理形象而深刻的理解，而且能对设计结果进行相当程度的、双向的、非实验式的检验。
从一定意义上讲，开关电源的设计就是变压器的设计，可见变压器设计的重要性。
变压器设计的方法有很多；不同的设计方法，纲量也有所不同，本文采用Ap法。
2.1 确定磁芯首选确定Ap值，=(cm4)≈0.1125(cm4)式中，Ap：可理解为变压器的承载能力(cm4)；Aw：磁芯的窗口面积，与绕组的空间有关(cm2)；Ae：磁芯的有效截面积，与磁芯的最大功率有关(cm2)；Po：输出功率(W)；η：工作效率(%)；ΔB：磁通密度(T)，一般小于0.3为变压器的可靠工作范围；Fs：工作频率(Hz)；J：电流密度(A/cm2)，一般取值600～700；Ku：窗口填充系数，一般取值0.2～0.4。
最详细的开关电源反馈回路设计
. '. 开关电源反馈回路设计 开关电源反馈回路主要由光耦（如PC817）、电压精密可调并联稳压器（如TL431）等器件组成。要研究如何设计反馈回路，首先先要了解这两个最主要元器件的基本参数。
1、光耦
PC817的基本参数如下表： .
'. 2、可调并联稳压器
由TL431的等效电路图可以看到，Uref是一个内部的2.5V 基准源，接在运放的反相输入端。由运放的特性可知，只有当REF 端（同相端）的电压非常接近Uref（2.5V）时，三极管中才会有一个稳定的非饱和电流通过，而且随着REF 端电压的微小变化，通过三极管VT的电流将从1 到100mA 变化。当然，该图绝不是TL431 的实际内部结构，所以不能简单地用这种组合来代替它。但如果在设计、分析应用TL431 的电路时，这个模块图对开启思路，理解电路都是很有帮助的。 前面提到TL431 的内部含有一个2.5V 的基准电压，所以当在REF 端引入输出反馈时，器件可以通过从阴极到阳极很宽范围的分流，控制输出电压。如图2 所示的电路，当R1 和R2 的阻值确定时，两者对Vo 的分压引入反馈，若Vo 增大，反馈量增大，TL431 的分流也就增加，从而又导致Vo 下降。显见，这个深度的负反馈电路必然在Uref等于基准电压处稳定，此时Vo=(1+R1/R2)Vref。
图2 选择不同的R1 和R2 的值可以得到从2.5V 到36V 范围内的任意电压输出，特别地，当R1=R2 时，Vo=5V。需要注意的是，在选择电阻时必须保证TL431 工作的必要条件，就是通过阴极的电流要大于1 mA 。 . '. 了解了TL431和PC817的基本参数后，来看实际电路：
图3 反馈回路主要关注R6、R8、R13、R14、C8这几个器件的取值。 首先来看R13。R13、R14是TL431的分压电阻，首先应先确定R13的值，再根据Vo=(1+R14/R13)Vref 公式来计算R14的值。
原边反馈反激式
原边反馈反激式目前比较流行的低成本、超小占用空间方案设计基本都是采用PSR原边反馈反激式，通过原边反馈稳压省掉电压反馈环路（TL431和光耦）和较低的EMC辐射省掉Y电容，不仅省成本而且省空间，得到很多电源工程师采用。
比较是新技术，目前针对PSR原边反馈开关电源方案设计的相关讯息在行业中欠缺。
下面结合实际来讲讲我对PSR原边反馈开关电源设计的“独特”方法——以实际为基础。
要求条件：全电压输入，输出5V/1A，符合能源之星2之标准，符合IEC60950和EN55022安规及EMC标准。
因充电器为了方便携带，一般都要求小体积，所以针对5W的开关电源充电器一般都采用体积较小的EFD-15和EPC13的变压器，此类变压器按常规计算方式可能会认为CORE太小，做不到，如果现在还有人这样认为，那你就OUT了。
磁芯以确定，下面就分别讲讲采用EFD15和EPC13的变压器设计5V/1A 5W的电源变压器。
1. EFD15变压器设计目前针对小变压器磁芯，特别是小公司基本都无从得知CORE的B/H曲线，因PSR线路对变压器漏感有所要求。
所以从对变压器作最小漏感设计入手：已知输出电流为1A，5W功率较小，所以铜线的电流密度选8A/mm2,次级铜线直径为:SQRT(1/8/3.14)*2=0.4mm。
通过测量或查询BOBBIN资料可以得知，EFD15的BOBBIN的幅宽为9.2mm。
因次级采用三重绝缘线，0.4mm的三重绝缘线实际直径为0.6mm.为了减小漏感把次级线圈设计为1整层，次级杂数为：9.2/0.6mm=15.3Ts,取15Ts.因IC内部一般内置VDS耐压600~650V的MOS，考虑到漏感尖峰，需留50~100V的应力电压余量，所以反射电压需控制在100V以内，得：(Vout+VF)*n<100,即：n<100/（5+1）,n<16.6,取n=16.5,得初级匝数NP=15*16.5=247.5取NP=248，代入上式验证，（Vout+VF）*(NP/NS)<100,即(5+1)*(248/15)=99.2<100,成立。
LNK305P 12V0.5A隔离小功率恒压原边反馈功率开关芯片PSR方案
隔离式PSR 12V/0.5A方案简介_V1.0芯片概述是应用于离线式小功率AC/DC开关电源的高性能原边反馈控制功率开关芯片，在全电压输入范围内实现高精度恒压/恒流输出，精度均小于±3%，并可使系统节省光耦和TL431等元件，降低成本。
芯片内部集成了高压功率开关、逐周期峰值电流限制、VDD过压保护、VDD欠压保护、VDD电压钳位等完善的保护功能，以提高系统的可靠性。
芯片应用领域：LED照明驱动、电子门铃电源、充电器、待机电源、辅助电源方案等。
系统规格输入电压 85Vac~264Vac输出规格 12V/0.5A恒压精度 <±3%方案优势◆隔离反激拓扑，元器件少，低成本；◆输出恒压精度高、系统效率高；系统BOMNO. 元件类型 型号描述 位号1 保险丝 FUS-SMD-1206-0.5A-250V F12 贴片电阻 RES-SMD-1206-100K-5%-0.25W R13 贴片电阻 RES-SMD-1206-4.3R-5%-0.25W R24 贴片电阻 RES-SMD-0805-56K-5%-0.125WR35 贴片电阻 RES-SMD-0805-11K-5%-0.125W R46 贴片电阻 RES-SMD-0805-6.2K-5%-0.125W R57 贴片电阻 RES-SMD-1206-2.3R-1%-0.25W R68 贴片桥堆BR-MBS-1.00A-600V-MB6SBD19 贴片电容 CAP-SMD-0805-0.1u-5%-16V C110 插件涤纶电容CAP-FAS-102-1KV C211 电解电容 CAP-ELE-6.8u-400V-Ф10*13 E112 电解电容 CAP-ELE-100u-25V-Ф6.3*11 E213 贴片电容 CAP- SMD-1206-X7R-10u-10%-50V E314 变压器 TR-EE13卧式/3.1mH(176T:22T:33T) T115 芯片 IC--SOP8 U116 插件二极管 DIO-FAS-DO41-2.00A-100V-SR2100 D217 贴片二极管 DIO-FAS-SMA-1.00A-1KV-FR104 D318 插件二极管 DIO-FAS-DO41-1.00A-1KV-HER107 D4 系统电路图图1 系统应用原理图测试数据（输入电压220Vac条件下）纹波测试 满载：718mV空载功耗 70.9mW转换效率 81.43%启动时间 84mS实物图及PCB图图2 系统方案板正面图 图3 系统方案板背面图图4 PCB bottomlayer第1页/共1页LNK305PLNK305PLNK305PLNK305P。
CX7010 高精度原边反馈开关电源控制芯片 封装SOT23-6 最大功率25W
V 5.0
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九、典型应用
高精度原边反馈开关电源控制芯片
图1 V 5.0 - 7-
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R7
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图3
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高精度原边反馈开关电源控制芯片
工作频率 根据负载情况与工作模式的变化，CX7010的工作频率可以自行调整，并且不需要外部元件来设定。当 系统工作于最大输出功率时，工作频率由内部设定为 60KHz。对于工作于断续模式下的反激式系统，最大 输出功率由下式 1.3 给出：
单位 uA mA V V V V nS mV nS KΩ mS KHz KHz
INV=0V，COMP=5V -4 1.97 INV=2V,COMP=0V Io=20mA Io=20mA CL=0.5nF CL=0.5nF 8
14 4 2 60 42 1 650 40 16 2.03
% V dB uA V V nS nS V
高精度原边反馈开关电源控制芯片
范围 -0.3 to VDD_CLAMP 10 -0.3~7 -0.3~7 150 -55 to 150 260
单位 V mA V V ℃ ℃ ℃
注：如果器件工作条件超出上述各项极限值，可能对器件造成永久性损坏。上述参数仅仅是工作条件的极 限值，不建议器件工作在推荐条件以外的情况。器件长时间工作在极限工作条件下，其可靠性及寿命可能 受到影响。
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原边反馈电源变压器设计程序(BP331X)
Walt uF V V kΩ kΩ uH
Walt 吸收回路电阻_Rsunbber= 吸收回路电容_Csunbber= 283 0.28 电容的耐压建议高于额定输出电压20%。
KΩ nF
BP331X LED驱动电源设计
使用说明：本软件用于BPSemi的BP331X LED恒流驱动IC理论设计。软件中红色字体是根据实际电气参数要求 填入，系统将自动算出相关的元件参数( 蓝色字体）和系统工作参数（粉红色字体）。 LED Load Spec. LED单颗平均电压_Vled= LED单颗平均电流_Iled= LED串联数量_Qsled= LED并联数量_Qpled= 电源输出电压_Vout= 电源输出电流_Iout= 电源输出功率_Pout= 设计的系统效率@Vinmin_Eff= 电源输入功率_Pin= 3.5 350 8 1 28.0 350 9.80 80.00 12.25 Design Spec.
V1.1
Vdc mA Pcs Pcs Vdc mA Walt % Walt
最小输入电压_Vinmin= 最大输入电压_Vinmax= 最低输入电压频率_Vinmin_Fin= 允许输出的最大纹波电压_△Vo=
90 264 50 3.5
Vac Vac Hz Vac V V Khz
最小输入峰值电压_Vacmin= 最大输入峰值电压_Vacmax=
127.28 373.35
系统工作最低频率_Voutmax_Fsw= 75.00
Transformer Turns Ratio （变压器匝比计算） 变压器原边电压尖峰_Vspike= 变压器副边整流二极管电压_Vdf= 70 1.0
Vdc Vdc Vdc % nF
初级MOS管最大反向耐压_Vmax= 初级绕组峰值电流_Ippk= 初级绕组电流有效值_Iprms= 次级二极管反向耐压_Vs= 次级绕组峰值电流_Ispk= 次级绕组电流有效值_Isrms=