仙童资料翻译：十三个步骤教你完整设计正激双路输出开关电源,妥妥的!
开关电源的设计步骤
【开篇】针对开关电源很多人觉得难，主要是理论与实践相结合；万事开头难，我在这里只能算抛砖引玉，慢慢讲解如何设计，有任何技术问题可以随时打断，我将尽力来进行解答。
设计一款开关电源并不难，难就难在做精；我也不是一个很精熟的工程师，只能算一个领路人。
希望大家喜欢大家一起努力!!【第一步】开关电源设计的第一步就是看规格，具体的很多人都有接触过；也可以提出来供大家参考，我帮助分析。
我只带大家设计一款宽范围输入的，12V2A 的常规隔离开关电源1. 首先确定功率，根据具体要求来选择相应的拓扑结构；这样的一个开关电源多项选择择反激式(flyback) 基本上可以满足要求备注一个，在这里我会更多的选择是经验公式来计算，有需要分析的，可以拿出来再讨论【第二步】2.当我们确定用flyback 拓扑进行设计以后，我们需要选择相应的PWM IC 和MOS 来进行初步的电路原理图设计(sch)无论是选择采用分立式的还是集成的都可以自己考虑。
对里面的计算我还会进行分解分立式：PWM IC 与MOS 是分开的，这种优点是功率可以自由搭配，缺点是设计和调试的周期会变长〔仅从设计角度来说〕集成式：就是将PWM IC 与MOS 集成在一个封装里，省去设计者很多的计算和调试分步，适合于刚入门或快速开发的环境集成式，多是指PWM controller 和power switch 集成在一起的芯片不限定于是PSR 还是SSR【第三步】3. 确定所选择的芯片以后，开始做原理图(sch)，在这里我选用ST VIPer53DIP(集成了MOS) 进行设计，原因为何(因为我们是销售这一颗芯片的)？设计之前最好都先看一下相应的datasheet，自己确认一下简单的参数无论是选用PI 的集成，或384x 或OB LD 等分立的都需要参考一下datasheet一般datasheet 里都会附有简单的电路原理图，这些原理图是我们的设计依据【第四步】4. 当我们将原理图完成以后，需要确定相应的参数才能进入下一步PCB Layout当然不同的公司不同的流程，我们需要遵守相应的流程，养成一个良好的设计习惯，这一步可能会有初步评估，原理图确认，等等，签核完毕后就可以进行计算一般有芯片厂家提供相关资料【第五步】5. 确定开关频率，选择磁芯确定变压器芯片的频率可以通过外部的RC 来设定，工作频率就等于开关频率，这个外设的功能有利于我们更好的设计开关电源，也可以采取外同步功能。
开关电源设计方案
开关电源设计方案1. 导言开关电源是一种将交流电转换为直流电的电源设备。
它具有高转换效率、小体积、轻重量等特点，被广泛应用于电子设备中。
本文将介绍开关电源的基本工作原理、设计流程以及几个常见的开关电源设计方案。
2. 开关电源的工作原理开关电源的工作原理包括输入滤波、整流、能量存储、调节和输出等步骤。
以下是一个典型的开关电源的工作原理图：开关电源工作原理图开关电源工作原理图1.输入滤波：交流电通过电源的输入端，首先经过输入滤波电路。
该电路使用电容和电感元件，去除交流电中的高频噪声和干扰，使得电源输入的电流更加稳定。
2.整流：经过滤波的交流电信号，经过整流桥或整流管，被转换为一个较高的直流电压。
整流桥通常由4个二极管组成，它们交替导通，使得输入交流电的正半周和负半周都能够被转换为正向的直流电。
3.能量存储：整流后的直流电压通过电容器进行存储。
电容器的作用是储存电荷以平滑输出电压，防止输出电压的波动。
4.调节：开关电源通常具有可调节输出电压的功能。
这是通过调整开关管的导通和截止时间来实现的。
调节电路通常由一片PWM控制芯片和电路反馈元件（如电感、变压器等）组成，以控制开关频率和占空比。
5.输出：经过调节后的直流电压，通过输出滤波电路去除残余的高频噪声，然后供给电子设备的负载。
3. 开关电源设计流程设计一个功能稳定、安全可靠的开关电源需要经过以下几个步骤：3.1 确定设计规格在开始设计之前，需要明确电源的输入和输出要求。
输入要求包括交流电的电压范围、频率、输入的稳定性等；输出要求包括直流电的电压、电流、纹波与噪声等。
3.2 选择拓扑结构常见的开关电源拓扑结构有多种，如Boost、Buck、Buck-Boost、Flyback等。
根据实际需求选择最适合的拓扑结构。
3.3 确定主要元件参数根据设计规格和拓扑结构，确定主要元件的参数，如开关管、变压器、电感、电容等。
3.4 确定控制策略根据实际需求，选择合适的控制策略，如PWM控制、电流模式控制等。
双路稳压电源连接方法
双路稳压电源连接方法我折腾了好久双路稳压电源连接方法，总算找到点门道。
说实话，刚开始接触双路稳压电源的时候，我真的是一头雾水，就像在一个黑暗的迷宫里乱撞。
一开始我也是瞎摸索，看着那些接口和旋钮，完全不知道从哪里下手。
我一开始就犯了个错误，没仔细看说明书。
我就凭感觉把线往接口上插，结果当然是不行了。
我记得我把输出线随便插到了看起来差不多的接口上，然后一开机，根本就没有得到我想要的稳定电压。
这就好比你想烧水，把水壶放在了一个根本没接上电源的炉子上，白费力气。
后来我仔细阅读了说明书。
双路稳压电源嘛，首先要确定两路的区分。
这两路就像是两条并行的轨道，各自有着自己的任务。
你得先找到对应的输入接口，这个千万不能弄错，这是整个连接的头，要是错了，后面就全错了。
输入接口就像是火车的燃料加注站，你得给对了才行。
然后是输出接口的连接。
这个可讲究了，有正负极的区分。
我一开始就没太在意这个正负极，直接插上了，这导致我的用电设备不但没正常工作，我还担心会不会把设备给烧坏。
这就好比你给电池往反方向装，设备肯定不会正常转起来。
正确的做法是，要仔仔细细地对照设备和稳压电源上标注的正负。
在连接负载的时候，一定要注意负载的功率要求。
我也有过不确定的时候，不敢直接往上连。
我就先用一个小功率的设备先测试一下基本的连接行不行得通，如果行得通，再去连接那些大功率的设备，就像是先在小池塘里试试水的深浅，再决定能不能去大河里游一样。
这是个很保险的方法，虽然有时候感觉有点麻烦，但是能避免很多意外的损坏。
还有就是接地端。
接地端的连接我开始也没太弄明白。
我就想当然地觉得这应该是可有可无的，后来发现真不是那回事儿。
接地端就像是房子的根基，如果没有处理好，整个电路就像是在摇摇晃晃建在沙滩上的城堡，非常不稳定。
所以一定要按照要求把接地端妥善连接，不管是直接接地还是通过其他的接地设备。
再说说那些调节旋钮。
有电压调节旋钮和电流限制旋钮。
这些旋钮刚开始我一调节，整个数值就变得乱七八糟的。
开关电源设计步骤
开关电源设计步骤开关电源设计步骤步骤1 确定开关电源的基本参数① 交流输入电压最小值umin② 交流输入电压最大值umax③ 电网频率Fl 开关频率f④ 输出电压VO(V):已知⑤ 输出功率PO(W):已知⑥ 电源效率η:一般取80%⑦ 损耗分配系数Z:Z表示次级损耗与总损耗的比值,Z=0表示全部损耗发生在初级,Z=1表示发生在次级.一般取Z=0.5步骤2 根据输出要求,选择反馈电路的类型以及反馈电压VFB步骤3 根据u,PO值确定输入滤波电容CIN、直流输入电压最小值VImin① 令整流桥的响应时间tc=3ms② 根据u,查处CIN值③ 得到Vimin确定CIN,VImin值u(V) PO(W) 比例系数(μF/W) CIN(μF) VImin(V)固定输入:100/115 已知 2~3 (2~3)×PO ≥90通用输入:85~265 已知 2~3 (2~3)×PO ≥90固定输入:230±35 已知 1 PO ≥240步骤4 根据u,确定VOR、VB① 根据u由表查出VOR、VB值② 由VB值来选择TVSu(V) 初级感应电压VOR(V) 钳位二极管反向击穿电压VB(V)固定输入:100/115 60 90通用输入:85~265 135 200固定输入:230±35 135 200步骤5 根据Vimin和VOR来确定最大占空比Dmax① 设定MOSFET的导通电压VDS(ON)② 应在u=umin时确定Dmax值,Dmax随u升高而减小步骤6 确定初级纹波电流IR与初级峰值电流IP的比值KRP,KRP=IR/IPu(V) KRP最小值(连续模式) 最大值(不连续模式)固定输入:100/115 0.4 1通用输入:85~265 0.4 1固定输入:230±35 0.6 1步骤7 确定初级波形的参数① 输入电流的平均值IAVG② 初级峰值电流IP③ 初级脉动电流IR④ 初级有效值电流IRMS步骤8 根据电子数据表和所需IP值 选择TOPSwitch芯片① 考虑电流热效应会使25℃下定义的极限电流降低10%,所选芯片的极限电流最小值ILIMIT(min)应满足:0.9 ILIMIT(min)≥IP步骤9和10 计算芯片结温Tj① 按下式结算:Tj＝[I2RMS×RDS(ON)+1/2×CXT×(VImax+VOR) 2 f ]×Rθ+25℃式中CXT是漏极电路结点的等效电容,即高频变压器初级绕组分布电容② 如果Tj>100℃,应选功率较大的芯片步骤11 验算IP IP=0.9ILIMIT(min)① 输入新的KRP且从最小值开始迭代,直到KRP=1② 检查IP值是否符合要求③ 迭代KRP=1或IP=0.9ILIMIT(min)步骤12 计算高频变压器初级电感量LP,LP单位为μH步骤13 选择变压器所使用的磁芯和骨架,查出以下参数:① 磁芯有效横截面积Sj(cm2),即有效磁通面积.② 磁芯的有效磁路长度l(cm)③ 磁芯在不留间隙时与匝数相关的等效电感AL(μH/匝2)④ 骨架宽带b(mm)步骤14 为初级层数d和次级绕组匝数Ns赋值① 开始时取d＝2(在整个迭代中使1≤d≤2)② 取Ns=1(100V/115V交流输入),或Ns=0.6(220V或宽范围交流输入)③ Ns=0.6×(VO+VF1)④ 在使用公式计算时可能需要迭代步骤15 计算初级绕组匝数Np和反馈绕组匝数NF① 设定输出整流管正向压降VF1② 设定反馈电路整流管正向压降VF2③ 计算NP④ 计算NF步骤16~步骤22 设定最大磁通密度BM、初级绕组电流密度J、磁芯的气隙宽度δ,进行迭代.① 设置安全边距M,在230V交流输入或宽范围输入时M=3mm,在110V/115V交流输入时M=1.5mm.使用三重绝缘线时M=0② 最大磁通密度BM=0.2~0.3T若BM>0.3T,需增加磁芯的横截面积或增加初级匝数NP,使BM在0.2~0.3T范围之内.如BM<0.2T,就应选择尺寸较小的磁芯或减小NP值.③ 磁芯气隙宽度δ≥0.051mmδ＝40πSJ(NP2/1000LP-1/1000AL)要求δ≥0.051mm,若小于此值,需增大磁芯尺寸或增加NP值.④ 初级绕组的电流密度J=(4~10)A/mm2若J>10A/mm2,应选较粗的导线并配以较大尺寸的磁芯和骨架,使J<10A/mm2.若J<4A/mm2,宜选较细的导线和较小的磁芯骨架,使J>4A/mm2;也可适当增加NP的匝数.⑤ 确定初级绕组最小直径(裸线)DPm(mm)⑥ 确定初级绕组最大外径(带绝缘层)DPM(mm)⑦ 根据初级层数d、骨架宽带b和安全边距M计算有效骨架宽带be(mm)be=d(b-2M)然后计算初级导线外径(带绝缘层)DPM:DPM＝be/NP步骤23 确定次级参数ISP、ISRMS、IRI、DSM、DSm① 次级峰值电流ISP(A) ISP=IP×(NP/NS)② 次级有效值电流ISRMS(A)③ 输出滤波电容上的纹波电流IRI(A)⑤ 次级导线最小直径(裸线)DSm(mm)⑥ 次级导线最大外径(带绝缘层)DSM(mm)步骤24 确定V(BR)S、V(BR)FB① 次级整流管最大反向峰值电压V(BR)SV(BR)S＝VO+VImax×NS/NP② 反馈级整流管最大反向峰值电压V(BR)FBV(BR)FB＝VFB+ VImax×NF/NP步骤25 选择钳位二极管和阻塞二极管步骤26 选择输出整流管步骤27 利用步骤23得到的IRI,选择输出滤波电容COUT① 滤波电容COUT在105℃、100KHZ时的纹波电流应≥IRI② 要选择等效串连电阻r0很低的电解电容③ 为减少大电流输出时的纹波电流IRI,可将几只滤波电容并联使用,以降低电容的r0值和等效电感L0④ COUT的容量与最大输出电流IOM有关步骤28~29 当输出端的纹波电压超过规定值时,应再增加一级LC滤波器① 滤波电感L=2.2~4.7μH.当IOM<1A时可采用非晶合金磁性材料制成的磁珠;大电流时应选用磁环绕制成的扼流圈.② 为减小L上的压降,宜选较大的滤波电感或增大线径.通常L=3.3μH③ 滤波电容C取120μF /35V,要求r0很小步骤30 选择反馈电路中的整流管步骤31 选择反馈滤波电容反馈滤波电容应取0.1μF /50V陶瓷电容器步骤32 选择控制端电容及串连电阻控制端电容一般取47μF /10V,采用普通电解电容即可.与之相串连的电阻可选6.2Ω、1/4W,在不连续模式下可省掉此电阻.步骤33选定反馈电路步骤34选择输入整流桥① 整流桥的反向击穿电压VBR≥1.25√2 umax③ 设输入有效值电流为IRMS,整流桥额定有效值电流为IBR,使IBR≥2IRMS.计算IRMS公式如下: cosθ为开关电源功率因数,一般为0.5~0.7,可取cosθ＝0.5步骤35 设计完毕在所有的相关参数中,只有3个参数需要在设计过程中进行检查并核对是否在允许的范围之内.它们是最大磁通密度BM(要求BM=0.2T~0.3T)、磁芯的气隙宽度δ(要求δ≥0.051mm)、初级电流密度J(规定J=4~10A/。
开关电源设计流程
率较大的开关电源一般使用半桥或者全桥变换器拓扑。
2.2.设计原理图，制作PCB印制板原理图设计时应考虑整体的元件布局，使阅读者一目了然。
在PCB印制板设计的过程中要严格按照国家的安全标准进行设计，同时需要重点考虑的噪声干扰包括：EM I 干扰、功率开关管产生的高频噪声。
PCB板的设计过程中应考虑到地线、高压线的电流密度，功率开关管的高频线与其它走线之间的距离，一般不小于3mm，元件的PCB封装与实际生产元件封装一致，以便于生产。
元件的放置符合美观、实用的标准；元件与元件之间应紧凑，以提高开关电源的功率密度，降低生产成本（特殊元件除外）。
2.3.变压器的设计变压器是整个开关电源的核心器件，所以变压器的设计及验证是非常重要的环节。
2.3.1.磁芯和骨架的选择当我们的电路拓扑选定后，就要确定电路的工作频率和变压器磁芯的尺寸大小，确保在变压器体积最小的情况先获得最大的输出功率。
首先我们确定需要的引脚数，变压器的输出、输入，辅助绕组的引脚来确定骨架的引脚数，输出有单路和多路，变压器一般采用夹绕的方法以增加线圈的耦合度。
其次选择磁芯材料是主要参考材料铁损（单位一般为毫瓦/立方厘米）随频率和峰值磁通密度变化的曲线。
大多数变压器的磁芯的材料为铁氧体，因为它有很高的电阻率，所以铁氧体的涡流损耗很低。
2.3.2.根据变压器计算公式计算变压器的初级线圈匝数变压器初级匝数计算公式：N P =Vin（min）×Ton（max）/（ΔB×Ae）NP：变压器初级线圈的匝数。
Vin（min）：输入直流电压的最小值（V）。
Ton（max）：功率开关管导通时间的最大值（S）。
Ae：磁芯面积（m22）。
ΔB：由磁芯本身材料决定。
一般取1600G，因为当震荡频率大于50KHz的时候，高损耗材料会产生过量的磁芯损耗，这就使可选择的Bmax值变小，因此经过对比选择增量ΔB的值为1600G(1G=10-4-4T)。
其中T on （max ）=（1/振荡频率）×D （D 为最大占空比，最大时一般取0.45）。
设计开关电源系统的步骤
设计开关电源系统的步骤一、布局：脉冲电压连线尽可能短，其中输入开关管到变压器连线，输出变压器到整流管连接线。
脉冲电流环路尽可能小如输入滤波电容正到变压器到开关管返回电容负。
输出部分变压器出端到整流管到输出电感到输出电容返回变压器电路中X电容要尽量接近开关电源输入端，输入线应避免与其他电路平行，应避开。
Y电容应放置在机壳接地端子或FG 连接端。
共摸电感应与变压器保持一定距离，以避免磁偶合。
如不好处理可在共摸电感与变压器间加一屏蔽，以上几项对开关电源的EMC性能影响较大。
输出电容一般可采用两只一只靠近整流管另一只应靠近输出端子，可影响电源输出纹波指标，两只小容量电容并联效果应优于用一只大容量电容。
发热器件要和电解电容保持一定距离，以延长整机寿命，电解电容是开关电源寿命的瓶劲，如变压器、功率管、大功率电阻要和电解保持距离，电解之间也须留出散热空间，条件允许可将其放置在进风口。
控制部分要注意：高阻抗弱信号电路连线要尽量短如取样反馈环路，在处理时要尽量避免其受干扰、电流取样信号电路，特别是电流控制型电路，处理不好易出现一些想不到的意外，其中有一些技巧，现以3843电路举例见图（1）图一效果要好于图二，图二在满载时用示波器观测电流波形上明显叠加尖刺，由于干扰限流点比设计值偏低，图一则没有这种现象、还有开关管驱动信号电路，开关管驱动电阻要靠近开关管，可提高开关管工作可靠性，这和功率MOSFET高直流阻抗电压驱动特性有关。
二：步骤印制板铜皮走线的一些事项：走线电流密度：现在多数电子线路采用绝缘板缚铜构成。
常用线路板铜皮厚度为35μm，走线可按照1A/mm经验值取电流密度值，具体计算可参见教科书。
为保证走线机械强度原则线宽应大于或等于0.3mm（其他非电源线路板可能最小线宽会小一些）。
铜皮厚度为70μm 线路板也常见于开关电源，那么电流密度可更高些。
补充一点，现常用线路板设计工具软件一般都有设计规范项，如线宽、线间距，旱盘过孔尺寸等参数都可以进行设定。
仙童经典开关电源设计资料 FPS(Fairchild Power Switch ) 应用
Kenfa Qian/钱家法 Kenfa.qian@
1
目录
• Flyback Converter 反激变换器
• • • • • • 基本电路及说明 FSDM311/A功能框图 FSQ0170RNA，FSQ0270RNA,FSQ0370RNA功能框图 变压器设计注意事项 常见问题及解决办法 参考书
Vcc 的稳定 Vcc脚，反馈脚，限流脚损坏 变压器饱和 Vds 过高 Ic 温度过高 空载、轻载不能启动 启动后不能加重载
待机输入功率大 短路功率过大 重载、容性负载不能启动 空载、轻载输出反跳 PCB layout 主要电容,电阻零件选择 减小可闻噪声
11
稳定Vcc (9V~18V@No load-full load)
峰值电流调节 外接电阻可以调节 峰值电流保护点
过载保护（OLP） 当过载时，输出电压变低， 光耦趋向开路，接在反馈脚 的电容电压会上升到一个较 高的值，当达到Vsd时，触 发OLP
过压保护（OVP） 当反馈开路或其他原因引 起VCC上升到20V时产生保 护
电流反馈及峰值电 流检测 提供逐周期过电流 保护
C12
13
2
变压器饱和
现象:
在高压或低压输入下开机(包含轻载,重载,容性负载),输出短路,动态负 载,高温等情况下,通过变压器(和开关管)的电流呈非线性增长,当出现 此现象时,电流的峰值无法预知及控制,可能导致电流过应力和因此而产 生的开关管过压而损坏.
容易产生饱和的情况:
-变压器感量太大 -圈数太少 -变压器的饱和电流点比IC的最大限流点小 -没有软启动
2
Flyback Converter 反激变换器
开关电源设计步骤
例：74W 的常用输入（90V A C ～270VAC ）的反激式变化器吗，欲设计输出为5V@10A 和12V@2A 。
设计合适的反激变压器，假定开关频率为150kHz 。
同时，尽量使用较经济的额定值为600V 的MOSFET 。
1、 确定V OR 与V Z最大输入电压时，加在变换器上的整流直流电压V VAC V MAX INMAX 38227022=⨯=⨯=MOSFET 额定电压为600V ，故在V INMAX处，必须保留至少30V 的裕量。
此种情况下，漏极电压不能超过570V 。
漏极电压为VIN +V Z ,于是有 V IN +V Z =382+V Z ≤570V Z ≤570-382=188V ，故需选择标准的180V 稳压管。
注意：若以V V OR Z 为函数画出上述钳位损耗曲线可发现，在所有情况下，4.1=V V OR Z 均为消耗曲线上明显下降点。
因此选择此值为最优比。
则有 VV V V Z ZOR 1281807.07.04.1=⨯=⨯== 2、 求原副线圈的匝数比假设5V 输出二极管正向压降为0.6V ，则匝数比为86.226.5128==+=V V VD O OR n注意到12V 输出电压通常需经后级线性调整器调整，留1V 的裕量，可得12V 输出所需匝数比为85.9)112(128=+3、 求最大占空比（理论值）V INMIN 是buck-boost 中电感和变压器设计需考虑的最恶劣的情况。
变压器最小直流整流电压为V VAC V MIN INMIN 1279022=⨯=⨯=忽略变换器输入端的电压纹波，此既为变换器电路的直流输入。
故可得最小输入电压时占空比为5.0127128128=+=+=V V VIN OR OR D (反激)、很明显此值为100%效率的理论估算值。
实际上会使用其他方法以计算更准确的D 值，最终将忽略该理论值。
然后须注意，此值为工作情况下的D MAX 。
当变换器供电电压下降时，占空比就会增大以保持调整电压。
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所以最小的线性电压是实际电压的2倍。
——线性频率fL——最大输出功率P0——预计功率：这是需要估计这功率转换器的效率去计算出这最大的输入电压。
如果无法参考资料，设Eff=0.7~0.75，用于低电压输出的设备；设Eff=0.8~0.85，用于高电压输出的设备。
确定的估计效率，这最大的输出功率是基于输入最大功率，选择适合的开关芯片。
因为MOSFET管的两端电压是转换器的两倍电压，一个额定电压是800V的开关芯片，MOS管就可用于一般的电压输入。
开关芯片的种类的额定功率已经在设计软件之内。
步骤二确定DC电容（）和DC电压范围图2这最大的DC电压(DC link voltage)波纹是：Dch是是链电容(DC link capacitor)占空比，如图2，通常值为0.2。
用于倍压器的两个电容要串联，每个电容值是方程（2）中所需电容的2倍。
在已知的最大电压波纹，那么这最小和最大的直流链电压（DC link voltage）是：步骤三确定变压器重置方式和最大占空比（Dmax）正激式开关电源一个固有的限制，在MOSFET关闭的时候，就是变压器必须重置。
因此，额外的重置方案应该被纳入。
现有两个重置方案：a．辅绕组重置该方案有益于效能，因为能量被储存在磁化电感中，且能量会释放回输入电路中。
但是额外的绕组会使得变压器的构造更复杂。
图3MOSFET管上最大的电压和最大占空比是：Np和Nr和分别分别是初级（primary winding）匝数(笔者注：初级=主绕组)和辅绕组匝数。
由方程（5）（6）可得，当Dmax逐渐减少，在MOSFET管上最大的电压会跟着减少。
然而，减小的Dmax 导致在次边的电压应力上升。
因此，在一般输入电压下，设定Dmax=0.45和Np和Nr是比较合适的。
在辅边重置电路中，开关芯片内部已经限制占空比低于50%，用于阻止磁饱和现象发生在变压器上。
b．RCD重置图4画出带有RCD 重置的正激式简化电路图。
缺点是储存在磁电感中的能量被消耗。
在RCD缓冲器中，不像辅绕组重置方案可以返还能量于输入电压中，但是，因为它简单，这方案广泛应用于许多预算有限的开关电源中。
这最大的电压应力和缓冲器电容电压分别为：因为缓冲器电容电压是固定不变的，而且几乎不受输入电压影响。
所以当转换器工作电压在幅度较小的情况下，MOSFET管两端电压可以低些，这是相对于辅绕组重置方案而言的。
对于辅组重置方案而言，RCD重置方案另外一个优点是：这可以把占空比设置到最大，大于50%；而相对地，MOSFET管两端因此减轻了次级的电压应力。
而相对辅边绕组重置方案而言，MOSFET两端电压较其低，从而减轻了次级的电压应力。
步骤四确定输出电感电流的纹波因素图5 给出输出电感的电流。
这电流因素定义为：kRF=△I/2I0；是最大输出电流。
在大多数实际设计当中，设kRF=0.1~0.2一旦纹波因素确定，那么MOSFET管的rms电流（电流有效值）就如下：检查MOSFET管最大峰值（Idspeak）是否低于开关芯片的脉冲电流（峰峰值电流）的限制.步骤五确定变压器合适的磁芯和最小主绕组匝数，以确防止磁芯饱和事实上，磁芯最初的选择是受原材料所限制的，因为实在太多可变因素了。
其中一种方法去选择合适的磁芯是查阅磁芯制造商的磁芯选择指南。
如果没有合适的参考资料，用以下的公式作为一个开始点：AW是空窗面积，AE是磁芯的横截面积（单位mm2 ）。
确定了磁芯后，变压器主绕组最小的匝数是（能避免磁饱和）：步骤六确定变压器各绕组匝数首先，确定主边（初级）和反馈控制次边（次级）的匝数比，以作为参考。
Np和Ns1分别是主绕组的匝数和参考输出绕组匝数，V o1是输出电压，VF1是输出端的二极管管压降。
然后，确定合适的Ns1匝数（取整数），那么Np就取比Np.min大的数值，见公式（14）。
主边电感值是：是AL-value值（电感系数）在无间隙的情况下（nH/turn2）n-th输出的匝数是VO（n）是输出电压，而VF（n）是第n个输出（n-th）的二极管管压降。
下一步是确定VCC（笔者注：VCC是芯片端口名）绕组的匝数。
VCC绕组的匝数是由不同重置方案而定。
（a）辅绕组重置：若选取辅绕组重置方案，则VCC绕组线圈是：V*CC是标称电压（nominal voltage），VFa是二极管管压降。
当取用辅绕组重置方案时，因为VCC与输入电压成比例，所以应该把V*CC设为等于VCC开启电压，以此去避免在正常工作中产生过压保护。
（b）RCD重置：RCD重置法，VCC绕组线圈数是：V*CC是标称电压（即额定电压nominal voltage），因为取用RCD重置方案，VCC几乎是一个常量，所以V*CC设为比VCC开启电压高2~3V。
步骤七基于有效电流（rms current）确定每个变压器的绕线直径第n个线圈的有效电流值IO（n）是第n个最大输出电流。
如果用辅绕组重置法，那么辅绕组的有效电流是当绕线比较长（大于1m），电流密度通常是5A/mm2。
当绕线比较短，匝数比较少时，电流密度是6~10A/mm2时，也能接受。
避免选用绕线直径大于1mm的铜线，以避免涡流损耗，并且可以使得绕制线圈更容易。
如果需要更大的输出电流，最好采用平行绕线法，并采用多股较细的线以减少趋肤效应。
检查一下变压器磁芯的空窗面积是否能容纳下全部绕线。
要求空窗面积是：AW=AC/KF AC是实际导体的面积，KF是充满系数。
当用绕线管的时候，通常充满系数是0.2~0.3。
步骤八确定输出电感的合适磁芯和匝数当自激式开关电路有多于一个的输出口，如图7耦合电感通常用来加强互稳压（cross regulation）——耦合电感，共用一条磁芯，分别有独自的线圈。
首先，确定耦合电感的第n个绕组与参考绕组（第一个绕组）的匝数比。
上述的匝数比一样：然后，计算参考输出电感的电感值：L1是最小匝数，可避免磁饱和是：Llim是开关芯片电流限度，Ae是磁芯横截面积（单位mm2）和Bsat是磁通饱和密度（单位tesla）。
如果无课查阅资料，可Bsat=0.35~0.4T。
一旦NL1确定了，NL（n）就可用等式（23）求出。
步骤九基于有效电流，确定每个电感线圈中导线的直径第n个电感线圈的有效电流是当绕线比较长（大于1m），电流密度通常是5A/mm2。
当绕线比较短，匝数比较少时，电流密度是6~10A/mm2时，也能接受。
避免选用绕线直径大于1mm的铜线，以避免涡流损耗，并且可以是绕制线圈更容易。
如果需要更大的输出电流，最好采用平行绕线法，并采用多股较细的线以减少趋肤效应。
（笔者注：与前文有相同之处，不知道是不是原文编排有问题。
）步骤十基于电压与电流，确定次边的二极管第n个输出整流二极管的最大电压及有效电流值：步骤十一在考虑电压和电流纹波情况下，确定输出电容第n 个输出电容的纹波电流是：这纹波电流应小于等于电容的纹波电流的指标值第n个输出电压纹波是：CO（n）是第n个输出电容的电容值，而RC（n）是第n个输出电容的有效串联电阻（ESR）。
有时候，这是没可能用单个输出电容满足纹波要求，因为电解电容有很高的ESR。
那么，额外的LC滤波电路可以用上场。
当使用额外的LC滤波器，请小心不要把拐点频率（corner frequency）设得太低，否则可能会导致系统不稳定或者束缚了带宽调节（control bandwidth）。
比较合适的是把滤波器的拐点频率设为开关频率的1/10~1/5。
步骤十二设计重置电流（a）辅绕组重置法：重置二极管最大的电压和有效电流（b）RCD重置：重置二极管的最大电压和有效电流是在正常情况下，缓冲器网络的能量耗散：Vsn是在正常情况下，缓冲器（snubber）电容电压值，Rsn 是缓冲器电阻，n是Np/Ns1，而COSS是MOSFET管得输出电容值。
基于能量的耗散，缓冲器电阻应选择合适的额定功率。
正常情况下，缓冲器电容的纹波电压是：一般来讲，5%~10%的纹波是比较实际和合理的步骤十三设计反馈电路因为开关芯片（FPS）采用电流控制模式，正如图9，反馈电路可以简化地实施，用一个电极（pole）和一个零点(zore)的补偿电路就可以表达。
对于电流连续工作模式（CCM）用开关芯片的正激式电路控制输出的转换函数是：RL是控制输出的总的有效电阻，定义为VO12/PO。
当这个电压转换器有多于一个的输出口时，直流电和低频控制输出转换函数（control-to-output transfer function）是跟所有并联负载电阻成正比，受匝数比的平方调节。
因此，总的有效电阻（RL）被用于等式（38），而不是VO1的实际负载。
K是开关芯片（FPS）的电压对电流转换率，定义为k=IPK/VFB=Ilim/3，IPK是峰值漏极电流，VFB是运行状态下的反馈电压。
图10 表明CCM工作模式下控制输出转换函数的变化与负载关系。
因为CCM正激式电路天生拥有很好的线性，所以转换函数是不受输入电压变化的影响。
虽然系统电极（system pole）和直流电压增益都受负载条件的变化而变化。
这个图9反馈补偿网络的转换函数是从图10可以看出，最坏的情况是CCM正激式电路的反馈回路满负载的情况。
因此，能在low line（不知什么意思）和满负载的情况下，设计一个有合适的相位和增益余量的反馈电路，那么在所有工作范围的稳定性就能得到保障。
设计反馈电路的程序如下：（a）确定交叉频率（crossover frequency）—fc。
如果加入额外的LC滤波器，这交叉频率应设为低于滤波器拐点频率（cross frequency）的1/3，因为它引入了-180°的相位差。
请不要将交叉频率超过滤波器的拐点，如果交叉频率太接近拐点频率，那么控制器应设计有足够的相位余量——大于90°，且忽略滤波器的影响。
（b）在fc下，确定补偿器（Wi/WZ）（自耦变压器）的直流电压增益，去抵消控制输出的增益。
（c）设置自耦变压器的零点compensator zero（fzc），约为fc/3（d）设置自耦变压器的极点compensator pole（fpc），大于3fc当确定这反馈回路的原件时，这里有一些限制条件，如下：（a）连接反馈脚（feedback pin，开关芯片的FB）的电容器(CB)是跟关机延时时间有关，当出现过载的情况。