信号完整性分析

一所要面临的问题二一些有用的常识三电感电容及电阻的基础以及要注意的问题四传输线的问题以及反射等问题五有损线的损耗六差分信号和查分对的问题一所要面临的问题一单一网络的信号完整性二两个或多个网络间的串扰三电源和地分配中的轨道塌陷四来自整个系统中的电磁干扰和辐射一个重要的概念1：带宽的问题（注释2）对任意一个非理想的方波信号而言（电子系统这种波形非常常见，比如系统的时钟），该信号均可认为是由同频率的基波信号和高次谐波叠加而成。

假设一个1GHz 的时钟它是有1G 的基波加3次谐波再加5次谐波再加7次谐波组成的。

那个这个时钟信号的带宽就是7G.如果加到31次谐波了，那么这个信号的带宽就是31G。

随着叠加的谐波数越多叠加后的信号就越接近完美的方波。

换句话说那就是10%到90%上升时间越小。

可见信号的上升时间决定了信号的带宽。

这样确定系统时钟的上升时间就非常重要了。

为什么上升时间会这么重要呢？下面举例说明：大多数电路板而言会采用FR4板材，FR4板并非理想的无耗板材。

损耗的机理有两种第一导体损耗，第二介质损耗。

比损耗更为严重的是损耗对不同频率信号的损耗是不同，因为在物理上这涉及到介质充放电过程的快慢以及带来的损耗。

对一个4英寸（4000mil）的FR4传输线而言，这样的导线对8GHz的信号损耗达到能量的50%或幅值的70%.试想如果用这样的线去传导一个带宽为9G的1GHz的方波会怎样？结果就是组成这个方波的信号中九次谐波分量被严重损耗，而其他谐波分量也将不同成度的损耗。

这就导致方波的上升沿退化，比如原来上升边是50ps变成了1.5ns。

如果传输的信号频率是10MHz影响不大。

如果传输信号是500M，（2ns的周期）这下麻烦就大了去了。

下面引入带宽和上升时间的关系这是一个近似的经验上的估计：对于10%到90%上升时间来讲关系为：BW=0.35/RT(RT为10%到90%上升时间)也有一些资料给的上升时间是20%-80%上升时间。

用线性变化过去就行。

比如说信号的上升时间为1ns，则其带宽就到了0.35GHz。

而上升时间为1ns的信号很可能就是100M的时钟。

还会有一些比较尴尬的情况，不如无法得知准确的上升时间。

要知道不是时钟的频率而是上升时间决定了带宽。

从原理上将上升时间一定要小于周期的50%，在很多处理中典型的上升时间很可能是周期的10%，而这个时间会随着不同的器件波动，有一个合理的归纳为上升时间是周期的7%。

按着来算带宽为频率的5倍。

BWclock=5*Fclock。

互联线的带宽：互联线的带宽指的是能被互联线传输且损耗不是很大的最高正弦波频率分量。

（注释3）损耗不是很大是很难定义的，到底多大是很大。

不同方向有不同的标准。

在这里我们用幅值减少为入射值的70%来定义。

本证上升时间：RTinterconnect=0.35/互联线的带宽。

比如以上例来讲，4英寸50欧的FR4线互联线带宽为8G。

那么该互联线的本征上升时间为：RTinterconnect=0.35/8GHz=0.043ns.一个信号输入一条互联线的信号的输出上升时间为：RTout*RTout=RTin*RTin+RTinterconnect*RTinterconnect;例如在4英寸的互联线中输入上升时间为50ps的信号，那么信号经传输后的上升时间为：sqrt(50*50+43*43)ps=67ps。

要使互联线对信号的上升时间造成的增量不超过10%，互联线的本征上升时间就要小于该信号上升时间的50%。

从频域的角度来看，为了较好的传输1G的信号则互联线的带宽最少为信号带宽的两倍。

下面分别从四个方面来谈这几个问题：一单一网络的信号完整性：.如果信号感受到的阻抗保持不变，则信号就不会失真。

然而，一旦阻抗发生变化，信号就会在变化处发生反射，并在通过互联线的剩余部分时发生失真。

如果阻抗改变程度足够大，失真就会导致错误的触发。

最常见的突变发生在线条端点处，通常是驱动源输出端开路高阻或者低阻。

以下有几个方面会导致阻抗的突变，布板时要注意：1：线宽的变化2：层的变换3：返回路径平面上的间隙（注释1）4：接插件5：分支线，T型线或桩线6：网络末端通常认为的振铃现象实际上是由阻抗突变产生的反射引起的，解决上述问题的基本办法有一下几种：1：使用线条阻抗为常量的或者可控的电路板，这通常意味这使用均匀的传输线。

2：提供使沿线阻抗保持不变的拓扑结构和布线规则。

3：最后，在关键的地方放置电阻来控制反射并设法使接受到的信号干净些任何突变对信号产生的影响与信号的上升边有关，随着上升边变短，失真的幅度增大。

传输线的特征阻抗以及传输线的基础1：地（注释4）在高频时，信号路径和返回路径的回路电感要最小化，这就意味这只要导体的情况允许，返回路径会尽量靠近信号路径分布。

即返回电流是紧靠着信号电流的。

而传统上认为地是返回电流的汇合点，这种观点是错误的！2：信号通常把狭窄的那条叫做信号路径，而地平面（也可以是电源平面）叫做返回路径。

3：均匀传输线几何结构中的两个基本特征完全决定了传输线的电气特性即导线沿线横截面的均匀程度和两导线的相似程度。

在整条导线中，若几何结构和材料属性发生变化，传输线就是不均匀的。

例如两条导线的间距（这里指的是信号线和电流回路之间的距离）是变化的而不是恒定的，那么它就不是均匀传输线。

双列直插（DIP）或扁平封装（QFP）中的一对引脚就是非均匀传输线，接插件的相邻线条也通常是非均匀传输线。

除非非均匀足够短否则就会引起信号完整性的问题。

在信号完整性的优化设计过程中，其中一个目标就是：将所有互联线设计成均匀互联线并减少所有非均匀互联线的长度。

相似程度：如果两个导线的形状和大小都一样，即他们是对称的，这种线叫平衡传输线。

像微带线就不能成为平衡传输线，因为信号线和地是不可能大小和形状一模一样的。

一般来讲，绝大多数传输线，无论是平衡还是非平衡，它对信号质量和串扰都没有影响，然而返回路径的结构将严重影响地弹和电磁干扰问题。

4：传输线上的信号速度（注释5）电磁场的建立的快慢决定了信号的速度。

突变的电压产生突变的电场和磁场，这种场链在传输线周围的介质材料中以变化的电磁场的速度传播。

场链的速度为：V*V=12*12/材料的相对介电常数*材料的相对磁导率单位是英寸每纳秒空气中相对介电常数和相对磁导率都是1，光速为12in/ns.在FR4中介电常数为4左右，有一个简单的经验是FR4板中信号的速度是6in/ns.时延和互联线之间的长度关系为TD=Len/VTD为时延，单位nsLen 为互联线长度，单位inV表示信号速度为in/ns例如在FR4板材中长为6in的互联线中时延为T=6in/6in/ns=1ns前沿的空间延伸每一个信号都有一个上升时间RT,当信号在传输线上传输时，前沿就在传输线上拓展开来，呈现出空间上的延伸。

如果我们停滞时间并观察传输线上电压的分布情况就会发现如下图：（注释6）传输线在上升时间内的长度d，取决与信号的传播速度和上升时间d=RT*Vd:表示上升时间的空间延伸，单位 inRT表示信号上升时间，单位nsV表示信号速度，单位为in/ns许多有关电路工作不佳的信号完整性问题，都和突变与前沿空间延伸的相对大小有关。

所以，理清楚所有信号前沿的空间延伸是个好主意。

5传输线零阶模型以及瞬态阻抗（注释7）一根传输线，一个电流回路可以用一系列的电容并联来表示，当信号电压在上面传输的时候实际上是对电容重放电的过程。

电源的充放电过程如下，电源先对离电源最近的电容C1,C2……充电，由于信号传输有一定速度，远端的电容Cn,Cn+1,Cn+2……暂时并未有电荷充上电，随着信号传输在时间上的延长，远端的电容最终也将充上电。

信号进而完成了在信号线和回路上的传输。

信号的电压是由信号源提供的，而电流则是由要充电的电位长度电容大小和电容充电时间决定。

只要信号的速度和单位长度电容一定，那么从信号源注入导线的电流就是恒定的。

那么信号受到的阻抗就是恒定的。

注意信号线的宽度，信号线和地回路之间的厚度以及之间的介质都将决定并联的一些列电容的大小。

这些因素将会影响信号受到的阻抗大小。

信号源的电压是恒定的，流过导线的电流也是有的，这个电压和电流的比值就是信号线的瞬态阻抗：Z=83*（ε）½/Cl。

Z表示传输线的瞬态阻抗，Cl表示单位长度电容量，单位是pF/inε表示材料的介电常数由上式可以看出信号受到的瞬态阻抗由传输线的两个固有参数决定，即传输线的横截面积和材料特性。

特征阻抗：有一种反映传输线特性的恒定瞬态阻抗，我们把它称为传输线的“特征阻抗”。

特征阻抗在数值上与瞬态阻抗相等，它是传输线的固有属性，仅仅与材料特性，介电常数和单位长度电容量有关，而与传输线长度无关。

我们把均匀横截面传输线称为可控阻抗传输线，也可以说把沿线特征阻抗是一个常量的传输线称为可控阻抗传输线。

传输线特征阻抗的计算1.经验法则2.近似法3.二维场求解器两个有用的经验准则：（注释8）对于FR4板材而言50欧姆的微带线线宽等于介质厚度的两倍。

而对于50欧姆的带状线而言其两平面间的总介质厚度等于线宽的两倍。

对于微带线而言推荐的通用近似式为：Z0=87Ω*ln[(5.98h)/(0.8w+t)]/(1.41+ε)½Z0表示特征阻抗，单位是欧姆h表示信号线与平面间的介质厚度，单位是milw表示线宽，单位是milt表示金属厚度，单位是milε表示介电常数对于带状线而言推荐的通用近似式为Z0=60Ω*ln[(2b+t)/(0.8w+t)]/(ε)½符号表示与上式相同唯一有变化的是b 表示平面间距离然而上述两个式子仅仅是一种近似，尽管这种近似在阻抗是50左右时很准确但是阻抗变小的时候偏差就会很大（偏差25%）。

并且在考虑到二阶效应影响时近似的估计式子也会失效。

在这种情况下需要使用二维场求解器。

几何结构均匀是使用二维场求解器的基本前提，即整条传输线的横截面形状是相同的。

除了精确计算特征阻抗的值以外，二维场求解器还可以分析出二阶因素的影响。

如：1.返回路径的宽度（注释9）2.信号线条的厚度3.表面线条上阻焊层的存在4.有效介电常数首先对于返回路径的宽度，由于线条边沿的边缘场与介质厚度成比例变化，所以要想使导线的特征阻抗与返回路径为无穷宽时的偏差不超过1%，信号路径两边返回路径的延伸宽度应该大于介质厚度的三倍。

对于信号线条的厚度而言，当金属厚度增加时，边缘场的电容就增加，特征阻抗就减少。

而增加金属片厚度也意味着增加了信号路径和返回路径的电容，这也意味着特征阻抗的减少。

一个经验法则是信号路径厚度每增加一个mil，特征阻抗下降约2欧姆。

同样，在微带线上覆盖一层很薄的阻焊层，边缘场电容就会增加，特征阻抗就会减小。