准谐振SMPS控制器L6565功能原理及应用
确定准谐振反激式变换器主要设计参数的实用方法
确定准谐振反激式变换器主要设计参数的实用方法准谐振反激式变换器(Flyback Converter)由于能够实现零电压开通，减少了开关损耗，降低了EMI噪声，因此越来越受到电源设计者的关注。
但是由于它是工作在变频模式，因此导致诸多设计参数的不确定性。
如何确定它的工作参数，成为设计这种变换器的关键，本文给出了一种较为实用的确定方法。
近年来，一些著名的国际芯片供应商陆续推出了准谐振反激式变换器的控制IC，例如安森美的NCP1207、IR公司的IRIS40XX系列、飞利浦的TEA162X系列以及意法半导体的L6565等。
正如这些公司宣传的那样，在传统的反激式变换器当中加入准谐振技术，既可以实现开关管的零电压开通，从而提高了效率、减少了EMI噪声，同时又保留了反激式变换器所固有的成本低廉、结构简单、易于实现多路输出等优点。
因此，准谐振反激式变换器在低功率场合具有广阔的应用前景。
但是，由于这种变换器的工作频率会随着输入电压及负载的变化而变化，这就给设计工作(特别是变压器的设计)造成一些困难。
本文将从工作频率入手，详细阐述如何确定准谐振反激式变换器的几个主要设计参数：最低工作频率、变压器初级电感量、折射电压、初级绕组的峰值电流等。
图1是准谐振反激式变换器的原理图。
其中：L P为初级绕组电感量，L LEAK为初级绕组漏感量，R P是初级绕组的电阻，C P是谐振电容。
由图1可见，准谐振反激式变换器与传统的反激式变换器的原理图基本一样，区别在于开关管的导通时刻不一样。
图2是工作在断续模式的传统反激式变换器的开关管漏源极间电压V DS的波形图。
这里V IN是输入电压，V OR为次级到初级图1：准谐振反激式变换器原理图。
的折射电压。
由图2可见，当副边绕组中的能量释放完毕之后(即变压器磁通完全复位)，在开关管的漏极出现正弦波振荡电压，振荡频率由L P、C P决定，衰减因子由R P决定。
对于传统的反激式变换器，其工作频率是固定的，因此开关管再次导通有可能出现在振荡电压的任何位置(包括峰顶和谷底)。
L6562中文
I1 p = I1P sin(θ )
它们的宽度是常数，但它们其余时间随式（3）给出量改变。 请注意初级“fL”时间刻度，整流桥以后的电流 Iin（θ）是整个开关周期每个三角波的平 均值（图 3 中粗黑线） ：
I in (θ ) =
sin(θ ) 1 1 I1 p (θ )D = I1P 2 2 1 + K v sin(θ )
为了简化以下的计算，在考虑的θ∈[0,π]由 sin(θ ) 中可以消除绝对值，并且， 假定不 同的函数定义为奇或偶，与其物理规律有关。
图 4a 初级电流
图 4b 电网电流
在整个电网半周期内可以计算输入功率 Pin 为 Ui(θ)×Iin(θ)的平均值：
1 sin 2 (θ ) Pin = U i (θ ) I in (θ ) = U1P I1P 2 1 + K v sin(θ )
Ton =
L1I1 p (θ ) U in (θ )
=
L1I1P Up
（2）
其中 L1－变压器初级电感。 式（2）表示 Ton 在整个半周期内是常数，与断续模式 Boost 变换器完全相同。而截止时 间是可变得：
Toff
L2 × nI1 p (θ ) L I sin(θ ) 2 n = = = 2 1P Uo + U f Uo + U f n(U o + U f ) L2 I 2 p (θ )
图 1b 同步反激
图 1c 高 PF 反激
即使在很轻负载时很高的效率：L6561 很低的电流消耗减少了启动电阻和自供电源的损 耗。基于 L6561 的高 PF 反激变换器很容易满足 Blue Angel Relation(蓝色天使条例)。 可以使用附加功能： L6561 提供过压保护功能，并能够通过 ZCD 脚实现通/断变换器。 此外，还有些缺点。固有的高功率因数拓扑限制变换器可以适合的应用（AC－DC 适配 器，充电器，低功率开关电源，等等） ，还应当知道： 在输出有两倍电网频率纹波，如果要求高功率因数，纹波不可避免。要用很大电容减少 纹波。提高闭环速度可在合理低输出纹波和合理高功率因数之间折中。
mos管调谐振软开关
mos管调谐振软开关MOS管调谐振软开关技术是一种基于MOS（金属氧化物半导体）管的电子开关技术，在电源电流的快速开关下完成电能传送的过程。
该技术在电源变换、功率放大、电动汽车等领域得到广泛应用。
本文将介绍MOS管调谐振软开关的原理、特点、应用以及未来发展趋势。
1. 原理MOS管调谐振软开关通过控制MOS管的开关状态实现电能传送。
其工作原理是利用MOS管具有低阻态和高阻态两种状态的特性，在电能传送的不同阶段切换MOS管的工作状态，从而实现高效能的电能传送。
2. 特点（1）高效能：MOS管调谐振软开关减小了功率转换过程中的能量损耗，大大提高了能量传递的效率。
（2）快速开关速度：MOS管具有快速的开关速度，使得能量传递更加稳定和可靠。
（3）可调节频率：MOS管调谐振软开关可以通过调整工作频率来适应不同的应用场景，提高系统的灵活性。
（4）体积小巧：MOS管本身体积小巧轻便，适用于各种紧凑的电子设备。
（5）低失真：MOS管调谐振软开关技术能够减小功率转换过程中的谐波失真，提高系统的音频质量。
3. 应用（1）电源变换：MOS管调谐振软开关技术广泛应用于电源变换领域，可大大提高电源转换效率和可靠性。
（2）功率放大：该技术在功率放大器设计中起到重要作用，能够提高功率放大过程中的能量转化效率。
（3）电动汽车：MOS管调谐振软开关技术在电动汽车的电能传输系统中发挥重要作用，能够提高电动汽车的能量利用率和汽车的续航里程。
4. 发展趋势（1）高频率应用：随着无线通信、射频技术的不断发展，MOS管调谐振软开关技术正逐渐应用于高频率领域，以满足高速数据传输和通信需求。
（2）多功能集成：未来发展趋势是将MOS管调谐振软开关技术与其他传感器、控制芯片等集成，实现多功能化，并提高系统的智能化水平。
（3）节能与环保：MOS管调谐振软开关技术可减少能源损耗，提高能源利用率，对于节能减排具有重要意义，与清洁能源的应用相结合，将有助于推动环保事业的发展。
L6563工作原理
L6563工作原理L6563是一款用于电子变压器的辅助电路控制的PWM控制器。
它是一款通用型的电子变压器控制器，可以用于多种不同类型的应用，如电力因数校正和电源管理系统。
L6563可以通过各种方式实现输入电流的监测、谐波抑制和质量改善，从而提高系统效率。
在PWM控制阶段，L6563使用一种称为“导通时间延迟”技术的高级控制技术，该技术可以精确控制PWM输出的占空比，并实现高效的功率转换。
该技术通过测量主开关MOSFET导通延迟时间来控制开关频率和占空比。
当主开关导通时，L6563会开始计时，一旦计时器达到预设值，PWM 控制器会指示主开关关闭。
该延迟时间可以根据需要设置，以确保系统在不同的工作条件下保持优化的功率转换效率。
在辅助电路控制阶段，L6563使用额外的电路来实现对输入电流和电压的监测、谐波抑制和质量改善。
该辅助电路控制阶段包括一个称为L6564的辅助开关电路和一个用于滤波和校正的电路。
辅助开关电路L6564由一个驱动器电路和一个辅助IGBT电流检测电路组成。
驱动器电路用于控制辅助开关的操作，而辅助IGBT电流检测电路用于测量辅助IGBT的电流。
通过对辅助开关进行精确的控制，在主开关关闭之前使得输入电压失去能量，从而减少功率损耗和谐波。
辅助开关还可以通过控制辅助IGBT电流的阈值，实现对输入电流和电压的监测和控制。
此外，在辅助电路控制阶段，L6563还使用一个用于滤波和校正的电路来提高系统的稳定性和质量。
该电路包括一个滤波器和一个峰值检测和修正器。
滤波器用于滤除输入电流和电压的高频噪声和谐波，以保持输出电压和电流的稳定性。
峰值检测和修正器用于检测并校正输入电流和电压中的峰值，从而提高系统的响应速度和质量。
总之，L6563通过PWM控制和辅助电路控制实现对电子变压器的精确控制和优化，从而提高系统效率和质量。
这些控制技术可以广泛应用于不同类型的应用，如电力因数校正和电源管理系统。
准谐振SMPS控制器L6565功能原理及应用
准谐振SMPS控制器L6565功能原理及应用
毛兴武; 祝大卫
【期刊名称】《《电源技术应用》》
【年(卷),期】2001(004)009
【摘要】L6565是电流型 PWM 控制器 IC,专为构筑离线 ZVS 回扫变换器而设计。
本文介绍了L6565的特点、功能原理及应用。
【总页数】4页(P447-450)
【作者】毛兴武; 祝大卫
【作者单位】山东省临沂市电子工业公司，临沂276004; 北京智千里科贸有限公司，北京100013
【正文语种】中文
【中图分类】TN624
【相关文献】
1.基于L6565的准谐振反激式变换器设计方法 [J], 曹学武;秦会斌
2.TEA1622P：SMPS控制器 [J],
3.用电压和电流控制器TSM102设计SMPS型电池充电器 [J], 毛兴武;姜宇
4.SMPS初级／次级PFC／PWM控制器 [J], 杨建法;李月国
5.美信电子推出MAX1999双路升压型开关模式电源(SMPS)控制器 [J],
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准谐振SMPS控制器L6565功能原理及应用
准谐振SMPS控制器L6565功能原理及应用1概述ST公司在近期推出的L6565单片IC，是适用于准谐振（QR）零电压开关（ZVS）回扫变换器电流型初级控制器。
QR操作依靠变压器退磁感测输入获得，变换器功率容量随主线电压变化通过线路电压前馈补偿。
在轻载时，L6565自动降低工作频率，但仍然尽可能保持接近ZVS运行。
L6565的主要特点如下：?QRZVS回扫拓扑电流型初级控制；?线路电压前馈控制保证交付恒定功率；?频率折弯（foldback）功能可获得最佳待机频率；?逐周脉冲与打嗝（hiccup）模式过电流保护（OCP）；?超低起动电流（<70μA）和静态电流（<3.5mA）；?堵塞功能（开/关控制）；?2?5V±1％的内部基准电压；?±400mA的图腾驱动器，在欠电压闭锁（UVLO）情况下，保持输出低电平。
L6565的主要应用包括TV/监视器开关型电源（SMPS）、AC/DC适配器/充电器、数字消费类产品、打印机、传真机和扫描设备等。
2功能与工作原理2?1封装及引脚功能L6565采用8脚DIP（L6565N）和8脚SO（L6565D）封装，引脚排列如图1所示。
L6565的引脚功能分别为：脚1（INV）误差放大器反相输入；脚2（COMP）误差放大器输出；脚3（VFF）线路电压前馈；脚4（CS）电流感测输入；脚5（ZCD）变压器退磁零电流检测输入；脚6（GND）地；脚7（GD）栅极驱动器输出；脚8（VCC）电源电压。
2?2工作原理图1L6565引脚排列图2L6565电源电路图3ZCD及相关电路（1）电源L6565的电源电路如图2所示。
IC脚VCC的导通门限电压典型值是13?5V，关闭门限电压典型值是9?5V。
一旦VCC脚导通，IC内部栅极驱动器电压直接由VCC提供，其它内部所有电路的工作电压均由线性调节器产生的7V电压供给。
一个内部2?5V±1％的精密电压，供给初级反馈控制环路使用。
L6561功因校正相关原理
L6561功因校正相关原理（1） 功率因子的定义将一弦波电压V s(t)=2 V rms cos ωt 加于一负载，则所得到之电流为i s(t)=2I rms cos(ωt-ψ1)，其中ψ1为电流与电压之相角差。
其中功率因子为:PF=sp= cos ψ1 若电流为非弦波时(如输入电压经全波整流后之电流)则含有谐波成份，此电流之谐波成份亦为影响功率因子之因子。
i s(t)=2I 1cos(ωt-ψ1)+ΣI n cos(n ωt-ψn )I 1 : Fundamental 电流 I n : n 次谐波之电流I rms : (I 20+ I 21 +I 22+．．．I 2n )1/2I 0 : 电流之DC 成分，若在纯AC 电源中则I 0=0 重新定义PF:PF= [I 1/ I rms ]×cos ψ1= [I 1/(I 20+ I 21 +I 22+．．．I 2n )1/2] ⨯ cos ψ1 其中cos ψ1 : Displacement Power factor (DPF) 电流失真成份 I dis = [I 2rms －I 21]1/2又可将电流谐波失真的程度表示为 (%THD)= (I dis /I 1) ⨯ 100%（2） 升压型高功因直流转换器传统的转换器，为获得较小的涟波的电压，通常于全桥整流完后加入一个大电容；但大电容意味着在大部分的时间里，线电压都是低于电容电压，也就是整流二极管的导通时间减小，导通时电流增大，进而造成线电压的失真。
现今则于整流器与输出间插入一级功因校正器电路，以使输入电流近似SIN 波形，同时保持与电压同相（In Phase ）。
理论上任何的拓朴结构都可以达到高功因的要求，实际上则使用升压型结构来实现，其理由如下：1. 使用较少的零件，可以降低成本。
2. Boost 电感的dtdi较小，噪声的产生较小，EMI 滤波器可以较小。
3. 开关晶体因为共源级，所以较易驱动。
最新0、ST-L6561-应用笔记--中文版资料
L6561 应用笔记中文版L6561 ，增强版的临界模式功率因数校正器TM（临界模式）技术广泛应用于低功率产品的功率因数校正，例如灯具镇流器，视频终端控制电路。
L6561是后期针对这个市场推出的产品，不但符合要求而且是一款低价的功率因数校正器。
基于一个非常好的电路架构，L6561展现出非常优越的性能，而且应用领域更为广泛。
介绍传统的单级离线式转换电路，都是由一个全桥整流和一个电容滤波构成。
通过交流主线电源获得一个未校准的直流电压，滤波电容必须足够大以便可以得到一个纹波电压比较小的直流电压，这就意味着在大多数时间内，电容上的电压高于输入AC电源线电压，这就意味着，全桥整流电路仅在输入线电压每半周期内（因为有整流桥的存在，整流后的每个周期相当于AC电源的半个周期），工作很短的时间。
使得从电网输入的电流变成很窄的脉冲波形，其幅度是同等直流电压下电流幅度的5-10倍。
许多缺点因此而产生：过高的峰值电流和RMS电流比，使得交流电网电压畸变，在三相线输电电网中，使中性线过电流，总之，会使电网的输电能力减弱。
关于这项指标，可以参考谐波允许量标准EN61000-3-2,或功率因数PF，有功功率（传送到输出端的功率）和输入视在功率（线电压真有效值和线电流真有效值的乘积）的比值，功率因数PF是最直观的。
传统的输入电容滤波电路功率因数很低（05-0.7），并且谐波含量很高。
图1. L6561内部模块图由于使用了开关技术，功率因数矫正器（PFC）位于整流桥和滤波电容之间，从电源获取一个准正弦波电流，与线电压同步，功率因数变得非常接近1（可以超过0.99），上述的缺点得以消除。
从理论上来讲，任何开关拓扑技术都可以用来获取一个高功率因数，但是，实际应用中，升压拓扑是一种最流行的方式，因为它有以下优势：1）主要是，因为升压电路所需的元件最少，因此这种方式最便宜。
还有：2）由于升压电感位于整流桥和开关之间，引起的电流di/dt比较低，可以使输入产生的噪音最小化，可以减少输入EMI滤波元件。
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准谐振SMPS控制器L6565功能原理及应用
来源：山东省临沂市电子工业公司,北京智千里科贸有限公司作者：毛兴武,祝大卫
1概述
ST公司在近期推出的L6565单片IC，是适用于准谐振（QR）零电压开关（ZVS）回扫变换器电流型初级控制器。
QR操作依靠变压器退磁感测输入获得，变换器功率容量随主线电压变化通过线路电压前馈补偿。
在轻载时，L6565自动降低工作频率，但仍然尽可能保持接近ZVS运行。
L6565的主要特点如下：
QRZVS回扫拓扑电流型初级控制；
线路电压前馈控制保证交付恒定功率；
频率折弯（foldback）功能可获得最佳待机频率；
逐周脉冲与打嗝（hiccup）模式过电流保护（OCP）；
超低起动电流（<70μA）和静态电流（<3.5mA）；
堵塞功能（开/关控制）；
25V±1％的内部基准电压；
±400mA的图腾驱动器，在欠电压闭锁（UVLO）
情况下，保持输出低电平。
L6565的主要应用包括TV/监视器开关型电源（SMPS）、AC/DC适配器/充电器、数字消费类产品、打印机、传真机和扫描设备等。
2功能与工作原理
21封装及引脚功能
L6565采用8脚DIP（L6565N）和8脚SO（L6565D）封装，引脚排列如图1所示。
L6565的引脚功能分别为：
脚1（INV）误差放大器反相输入；
脚2（COMP）误差放大器输出；
脚3（VFF）线路电压前馈；
脚4（CS）电流感测输入；
脚5（ZCD）变压器退磁零电流检测输入；
脚6（GND）地；
脚7（GD）栅极驱动器输出；
脚8（VCC）电源电压。
22工作原理
图1L6565引脚排列
图2L6565电源电路
图3ZCD及相关电路
（1）电源
L6565的电源电路如图2所示。
IC脚VCC的导通门限电压典型值是135V，关闭门限电压典型值是95V。
一旦VCC脚导通，IC内部栅极驱动器电压直接由VCC提供，其它内部所有电路的工作电压均由线性调节器产生的7V电压供给。
一个内部25V±1％的精密电压，供给初级反馈控制环路使用。
一旦VCC降至UVLO门限电压以下，IC输出则被关断。
IC脚VCC外部连接电阻R和电容C组成的起动电路及变压器辅助绕组和整流二极管等组成的辅助电源电路。
（2）零电流检测（ZCD）
L6565的零电流检测（ZCD）及相关电路如图3所示。
为在QR下运行，IC需要检测变压器退磁信号。
IC脚ZCD上的输入信号，可以从施加于VCC的变压器辅助绕组获得。
如果施加到ZCD脚上的负向脉冲沿降至16V以下，ZCD电路将接通外部MOSFET。
为保证高抗噪扰度，触发电路在负向脉冲沿降至16V之前则被起动。
脚5上的正向脉冲沿历经21V，并直达52V。
在外部MOSFET已被关断之后，触发电路将消隐一定时间（≥3.5μs），以阻止任何负向脉冲沿跟随漏感退磁，并实现频率折弯功能。
L6565内置起动电路，在IC起动期间迫使驱动器给出一个脉冲施加到MOSFET的栅极，驱动MOSFET导通，以在IC脚ZCD上产生一个输入信号。
IC脚ZCD上的电压受到双钳位限制，上面的钳位电压是52V，底部的钳位电压为VBE（065V）。
L6565的ZCD脚还用作触发禁止电路。
如果该脚上的电压降低到200mV的门限，器件将被关闭。
为使器件重新运行，则ZCD脚上的电位下拉必须予以解除。
（3）频率折弯
为防止QR回扫变换器的开关频率过高，L6565对开关的最小关断时间给予限制。
事实上，ZCD 消隐时间间隔（最小值是35μs）是误差放大器输出VCOMP的函数，负载愈低，VCOMP愈小，而消隐时间（TBLANK）也就愈长。
一旦负载电流和输入电压使开关截止时间降低到35μs的最小消隐时间以下，系统将进入频率折弯模式。
在该模式中，在一些线路/负载条件下，能观察到不规则的开关周期。
当负载足够小时，因消隐时间的增加，许多振铃周期被越过，并且其幅值变得非常小，不能再触发ZCD电路，从而产生突发模式运行，外部MOSFET处于关断状态。
图4定性描述了L6565的频率折弯特性。
（4）电压前馈
采用电流型控制方案时，系统能交付到输入的最大功率（PinLim），称作功率容量。
功率容量可以依靠逐周脉冲电流限制进行控制，并且通常利用可编程峰值初级电流（IPKP）钳位控制电压（VCSX）来限制最大峰值初级电流（IPKPmax）。
在固定频率断续传导模式（DCM）回扫变换器中，能够提供独立于输入电压（Vin）的理想功率容量。
但对于QRZVS回扫变换器，功率容量强烈依赖于输入电压。
在最大输入电压是最小输入电压两倍以上的宽范围主线电压应用中，必须阻止功率容量随输入电压而急剧变化。
L6565有一个线路前馈功能，可以解决这个问题。
L6565的线路电压前馈及其相关电路如图5所示。
ZVSQR回扫变压器的线路电压经R1和R2组成的电阻分压器取样馈送到IC脚VFF。
前馈电压影响
图4L6565的频率折弯特性
图5L6565的线路电压前馈及相关电路
图6过电流调整点控制电压VCSX与前馈电压VFF之间关系
图7功率容量与输入电压之间关系曲线
图8初级反馈电路
图9次级反馈环路组成方式
(a)COMP与INV之间连接RC(b)INV接地、COMP由光耦驱动(c)INV接地、COMP没有使用
过电流调整点（setpoint）上的控制电压（VCSX）钳位电平。
前馈电压（VFF）越高，调整点控制电压（VCSX）则越低。
图6示出了VCSX与VFF之间的关系曲线。
在前馈电压VFF与误差放大器（E/A）输出VCOMP相结合，为PWM比较器确定内部参考电压：VCS=0.14·(VCOMP－2.5)·(3－VFF)。
误差放大器的钳位输出电平是56V，于是，过电流调整点控制电压VCSX为：
VCSX=0.44·(3－VFF)=0.44·(3－KVin)
式中K=R2/(R1＋R2)。
只要选择适当的分压比，就可获得较理想的校正，使线路前馈递交恒定功率，如图7中下面的曲线所示。
（5）误差放大器
误差放大器在IC脚1上的反相输入电压信号，在初级反馈方案中，来自辅助绕组产生的电压，并通过电阻分压器取样提供，如图8所示。
IC脚1上的电压与内部25V的参考电压比较，以履行对变换器输出电压的调节。
在次级反馈方案中，一般是利用TL431和光耦器组成从次级到初级侧的反馈环路，将输出电压波动信号取样并馈送到变换器初级侧，如图9所示。
在图9（a）中，误差放大器输出（COMP）与反相输入（INV）之间连接的RC网络，用作控制环路补偿。
在图9(b)中，IC的INV脚接地，COMP 脚直接由发射极接地的光耦晶体管驱动，误差放大器作为电流源使用。
在图9（c）中，IC脚INV接地，误差放大器没有使用。
这种反馈方式在器件要求工作于同步模式并不作为QR控制器情况下，才被采用。
（6）电流比较器、PWM闭锁与打嗝模式OCP
初级瞬时电感电流在MOSFET源极传感电阻RS
图10带UVLO拉低的栅极驱动器
图11用L6565作控制器的40W喷墨打印机SMPS电路
上转换为与初级电流成正比的电压，通过L6565脚CS输入到PWM比较器同相输入端（见图5）。
L6565脚CS上电流感测输入与线路电压前馈电路的输出进行比较，决定外部MOSFET关断时的精确时间。
PWM闭锁能避免MOSFET因噪声引起的虚假开关。
如果IC脚CS上的电压超过2V 的门限，打嗝比较器则被起动，栅极驱动器截止。
该条件的发生通常是由次级整流器或次级绕组短路引起，因此打嗝模式起过电流保护（OCP）作用。
在打嗝模式下，将出现低频间歇运行。
（7）栅极驱动器
L6565带UVLO拉低的栅极驱动器电路如图10所示。
由高端NPN复合晶体管和低端MOSFET 组成的图腾（推拉）缓冲器，带400mA的源电流或吸收（sink）电流，驱动外部功率MOSFET。
外部功率MOSFET栅源极之间，无需连接钳位二极管。
在UVLO条件下，内部下拉电路保持驱动器输出低电平，保证外部MOSFET不能导通。
3典型应用
用L6565作控制器的40W喷墨打印机SMPS电路如图11所示。
该SMPS的AC输入电压范围从88V到264V，三路输出分别为28V/0.7A、12V/1.5A和5V/0.5A。
这种SMPS采用QRZVS回扫变换器拓扑和次级反馈方案。
L6565的脚1（INV）接地，利用脚2（COMP）上的反馈信号直接调制占空因数。
变压器采用ETD29×16×10磁芯（3C85材料），初级电感为700μH，气隙长度约为1mm。
N1=75T （线径：0.51mm），N2=8T（线径：0.51mm），N3=7T（线径：0.89mm），N4=3T（线径：0.89mm），N5=7T（线径：0.24mm）。