密勒效应的特性分析与应用
北京交通大学模拟电子技术研究论文密勒效应的特性分析与应用学院：电信学院专业：自动化（铁道信号）学号：10213053学生：徐莹莹指导教师：侯建军2012年5月密勒效应的特性分析与应用徐莹莹北京交通大学电子信息工程学院 自动化1005班摘要：本文通过研究密勒定理与密勒效应，分析了在高频电路中，密勒效应对共射、共集、共基电路频带的影响，并找到改善共射电路高频特性的方案。
分析了密勒效应在积分电路、多级放大电路和滤波器中的应用。
通过对密勒效应的研究，可利用其特点在不同的电路中取其利避其害。
关键字：密勒效应 高频 频带 密勒电容 一、 密勒定理与密勒效应密勒定理由M. Miller 于1920 年在研究真空电子三极管输入阻抗时提出的，但是这个效应也适用于现代半导体三极管。
在进行电路的分析过程中，利用密勒定理能够有效的简化电路，方便对电路分析。
在电路分析时，有时会如图1所示的网络结构：阻抗Z 接在输入输出端。
这样的接法增加了计算的复杂程度。
密勒定理则提供了一种简化分析的方法，把图1所示的电路转换为图2所示的电路，后者称为前者的密勒等效电路。
如果电路输出输入电压之比为K=U 2/U 1，则可以根据输入输出之间的电压电流的关系，得到KZZ -=11ZK K Z 12-=可以通过这个关系得到等效的阻抗值。
如果网络两端之间不是由阻抗连接，而是由电容连接，则可以得到C C K K C C K C ≈-=-=1)(121在分析高频电路的时候，三极管的结电容会对电路产生一定的影响，利用密勒定理图1π型网络图2密勒定理等效后的π型网络等效分析这些问题时，会出现一些特殊的现象，影响电路的性能。
密勒效应是指在放大电路中，输入与输出之间的分布电容由于放大器的作用，等效到输入端的电容值扩大1+K 倍，其中K 为该级放大电路的电压放大倍数。
该效应在放大电路中可以影响到其工作频率。
二、 密勒效应的高频分析在高频分析的时候，三极管的扩散电容和势垒电容是不容忽视的。
图3是三极管的高频模型。
在高频分析时，需要考虑集电极和基极之间的势垒电容、发射极和基极的扩散电容。
将三极管的结电容提取出来，得到图4所示电路。
由于C ce 是C bc 、C be 连接之后的等效电容，故C ce 的值很小。
根据密勒定理，可将电路图简化为图5所示形式，得到bcbc bc bc C K K C C K C 1,)(121-=-=（1）2.1 共射电路在共射电路中，电路的电压增益为即为K=我们知道共射电路的电压增益比较大，即K 比较大，则根据式（1）可知，密勒效应的影响大，C bc1、C bc2的值比较大，则可得到从三极管输入端看的等效的电容C 大。
C bcC beC cebce图3三极管的高频模型C bc C beC ce图4三极管的结电容 C beC ceC bc1 C bc2图5三极管的结电容等效电路由电路分析的相关知识可以知道，对于一个RC 电路，其频率响应为，如果C比较大，则导致电路的频率f比较小。
由此可以看出，密勒效应影响到共射电路的高频特性，故共射电路的工作频率较低。
对于MOSFET管，在共源组态中，栅极与漏极之间的电容C dg为密勒电容，C dg跨接在输入与输出端，密勒效应使得等效电容增大，导致频率特性降低。
2.2 共集电路我们知道，共集电路的电压增益的范围是0.95~0.99，即K≈1，根据在共射电路中的分析，可知在共集电路中，密勒效应的影响较小，高频特性的影响也比较的小。
则共集电路的高频特性比较好。
2.3 共基电路在共基电路中，三极管的放置方式发生改变，其结电容的分布图也将发生改变。
结电容的分布图如图6所示，其通过密勒等效之后的电路如图7所示。
与共射电路、共集电路相比较，C ce，C bc的位置互换。
通过上述的分析，我们知道C ce比较小，利用密勒定理，等效而来的C ce1，C ce2的值比较小，密勒效应的影响比较小。
所以共基电路的高频特性也比共射电路的高频特性好。
2.4 宽带放大器共射电路的共作频率较低，为了弥补这一劣势，可以通过共射—共基、共集—共射电路来拓宽频带。
2.4.1 共射—共基电路图8为共射共基电路的连接图。
对于共基电路而言，其输入电阻r i小，而共基电路的输入电阻作为共射电路的负载，应为共射电路的电压增益与负载的大小成正比，共射电路的负载小，则电压增益Cbc CbeCce图 6 共基状态下三极管的结电容C beCce2Cce1Cbc图7 共基状态下三极管的结电容的等效电路RsT1 T2+－图8 共射—共基电路Rs T2T1比较小，所以密勒效应的影响比小。
2.4.2 共集—共射电路图9为共集—共射电路的连接图。
对于共集电路，其输出电阻ro 小，而共集电路的输出电阻作为共射电路的源阻抗，，R 小，扩展了共射电路的上限频率。
三、 密勒效应的应用 3.1 密勒积分积分电路是我们常见的一种电路，图10为我们常见的积分电路，根据电路分析的知识，可以知道，其时间常数τ=RC 。
图11为通过密勒电容改进的积分电路，利用了一个密勒电容C ，通过密勒定理，电容可以等效为C M ，其中C M =(1+A)C τ’=(1+A) τ可见时间常数扩大了（1+A ）倍。
在分析动态电路时，响应()()[]()∞+∞-=--+y ey t y t y t t τ00)(，τ值增大，指数上升的部分会更加趋近于线性增加。
所以利用了密勒积分，积分的线性范围展宽，而积分电路在线性范围积分时，运算精度比较高，故整体的运算精度比较高。
3.2密勒电容补偿如图12所示的电路，在多级放大电路中，会因为级联的原因导致其总体的增益出现图13中虚线的现象。
如果在第二级的两端加上一个密勒补偿电容，利用密勒效应，将其等效到输入端，就可以使得整体的电路得到单一的频率衰减，有效的消除了自激现象。
图9共集—共射电路RC图 10 简单积分电路C MRC—+图 11 密勒电容改进的积分电路例如国产型号为F 007的集成运算放大器，就是采用这种方来，用一个30pF 的小补偿电容，得到—20dB/dec 的单一衰减幅频响应。
可以根据及计算得到所以F 007的频率响应为：=其中A=A 1A 2 ，f 为输入信号的频率，为补偿后第一级的极点频率第二级的极频率。
由于密勒电容补偿后的频率响应，以—20dB/dec 的单一衰减，使集成放大电路没有产生自己的可能。
3.3 密勒效应与滤波器图14为一带反馈电容的运算放大器。
通过密勒定理将电容等效后，可以得到图15所示的电路图。
两个电路的输出端均用一个RC 电路作为负载。
在图 15中，输入端存在密勒电容。
反馈电容被密勒电容C M 取代，流经C C 、C M 的电流相同，因此从输入端看，两个电路的负载是一样的。
利用密勒效应可得：图13 多级放大电路幅度响应A1A2r o1r i2C图 12 多级放大电路示意图CRCAVR A图 14 带反馈电容的运算放大器R AVARCC M 图 15 带反馈电容的运算放大器的密勒等效电路的情况下输出电压下降，故该滤波器为低通滤波器。
四、总结自M. Miller提出了密勒定理，给我们提供了一个简便的方法去分析一些π型结构的电路。
也正是因为密勒效应，给我们解释了在高频分析时的一些奇特的现象。
在分析密勒效应的时候，可以涉及到哲学的相关内容。
密勒效应的高频特性分析中，我们知道，在共射电路中，因为密勒效应的影响，导致其高频特性比较的差，而在共集、共基电路中，因为电路的自身特性，密勒效应的影响比较的小，高频特性并没因此受到太大的影响。
可见，事物都是有两面性的，不能仅从一方面就直接盖棺论定。
看问题也要考虑多方面，即使是同一个事物，在不同的方面也会有不同的优劣势。
例如共射电路，共射电路的高频特性比较差，但是共射电路的电压电流增益比较大，输入阻抗与输出阻抗中等。
可见任何一件事情都是有两面性的，我们在分析问题的时候要注重从不同的角度分析问题。
在学习的过程中，也要怀着发现问题、提出问题、解决问题的态度去学习。
共射电路的高频特性比较差，如何弥补这个缺点，我们就要想到影响频率的因素R和C，我们可以通过减小R和C的值，而R是电路源电阻，通过这样的分析我们可以想到给共射电路一个小的源阻抗，便可以扩展电路的频带，而共集电路的输出电阻小，可作为共射电路的源电阻，因此共集—共射电路便可以有效的扩展电路的频带。
同样的方法，从减小C着手，可以分析得到共射—共基电路同样可以扩展频带。
通过上述发现问题、分析问题和解决问题的方法可以看出，根据主线延续下去，找到问题的根本所在，就可以根据问题的关键找到不同的解决方案。
密勒效应在工程上也有着广泛的应用。
在工程的应用方面，因为密勒效应的影响，在某些电路中，利用密勒电容补偿，能够提高其相位裕度，使得电路的性能提高。
参考文献：[1]华成英，模拟电子技术基础（第四版）[M]. 高等教育出版社，2007，3[2]张锡亭，自举效应与密勒效应及其应用[J].抚顺石油学院学报，1987年02期[3]田社平、陈洪亮，密勒定理及其应用[J].上海交通大学电气电子教学学报，2011年02期。
《晶体管电路设计》铃木雅臣,模电,读后总结
输入阻抗
P23 如果电源内阻为0R，则电源正与相当于短路，则输入 阻抗为R1//R2,与输入隔直电容形成RC滤波器
P27 基极电压为一定值，减去0.6V，可知Ve也是固定值， Ie=Ve/Re,所以射极电流不变，Ice相当于恒流源,所以等 效内阻无限大，相当于断路，最后可知输出阻抗为Rc本 身。
输出阻抗
共模抑制比（CMRR）:表示加在两个输入端的同一信 号成分有多大程度能够受到抑制的特性。如果频率超 过一定值，两个晶体管相互抑制的能力会变差。
பைடு நூலகம்
插入图11.3 图中两个共发射极放大电路的发射极并在一起，并且 用一个三极管做恒流源，等效如图。由于发射极电流 是恒定的，那么可以将发射极的负载可以看成一个可 变电阻，电压升高则负载阻值也增大（I=V/R），以维 持电流恒定不变。而这两个负载电阻可以看成Vbe1与 Vbe2串联形成的，Vbe1增加则Vbe2减少。由于是两 个相同结构的共发射极放大电路并起来，所以两个电 压V1=V2，同时增加Δv,则经过放大后输出振幅也都会 增加Δv*Av(乘以增益倍)，也就是说两个输出都会增加 Δv*Av，那么从输出端Vo1与Vo2之间测量压差Vo1Vo2=0。即，Vout=Vo1-Vo2=Av(Vi1-Vi2),也就是说这 个放大器是对Vi1与Vi2的差进行放大。
加负反馈也能改善频率特性及噪声特性，这也是其优点之一。 闭环增益越小，越能扩展高频特性。
为什么负反馈放大电路的增益是由反馈网络决定的（Rf、Rg）? 为什么加了负反馈网络后，增益就固定在一定值而与本身增益 无关，本来的放大电路具有离散性，那为什么加了负反馈后电 路增益就固定了？ 原因：如果没有加负反馈，Rs上的电流is=Vi/Rs，如果输入电压 是一定的值，那么三极管的发射极交流电压就是交流输入电压 Vi，最关键的是加了负反馈后的叠加电压不能高于Vi,否则不能 工作。没有加反馈时电路的放大倍数是晶体管本身Hfe，是很大 的值，加负反馈后只会把整体放大倍数压制下来。如果输出电 压由Rf与Rs由分压后产生的电压超过Vi，则输入停止。所以由 反馈叠加到发射极的电压会接近输入电压Vi，而永远不会超过 。所以，整体增益会被反馈网络限制而与晶体管本身增益无关 。
频率响应专题知识讲座
Vout
=
A 2 VN 1 + SR1CN
11
极点与结点旳关联（2）
各极点之间没有相互作用
理想电压 放大器
A(S)= Vout =
A1
×
A2
×
1
Vin 1 + SRCin 1 + SR1CN 1 + SR 2CP
∴ P1
=
-
1 RCin
P2
=
-
1 R 1C N
P3
=
-
1 R2CP
这个电路有三个实极点，每个实极点旳大小等于从该结点
例6.4 忽视沟道调制效应，计算右图单级 共栅放大器旳传播函数。
CS=CGS1+CSB1 CD=CDG1+CDB1
R Xin
=
R S// gm1
1 + gmb1
R Yin = R D
低频增益为:A V
=
(gm1 + gmb1 )R D 1 +(g m1 + g mb1 )R S
故其传播函数为:
A(S)=
第六章 放大器旳频率特征
1
放大器旳频率特征
前面我们对多种单级放大器旳分析仅集 中在它们旳低频特征上，忽视了器件旳寄生 电容和负载电容旳影响。然而在模拟电路中 ，电路旳速度和其他性能指标是相互影响和 相互制约旳(如增益↑，速度↓；速度↑，功耗 ↑；噪声↓，速度↓) ：能够牺牲其他指标来换 取高旳速度，也能够牺牲速度指标来换取其 他性能指标旳改善。所以了解单级放大器旳 频率响应是进一步了解模拟电路旳主要基础 。
=
(1
A +
0(1±ωSZ1 S )(1 +
传感器考试题简答题
三、简答题（每题10分）301、试述传感器的定义、共性及组成。
301答：①传感器的定义：能感受被测量并按照一定规律转换成可用输出信号的器件或装置；②传感器的共性：利用物理定律和物质的物理、化学或生物特性，将非电量(如位移、速度、加速度、力等)转换为电量(电压、电流、电容、电阻等)；③传感器的组成：传感器主要由敏感元件和转换元件组成。
302、什么是传感器动态特性和静态特性?简述在什么条件下只研究静态特性就能够满足通常的需要。
302答：传感器的动态特性是指传感器对动态激励(输入)的响应(输出)特性，即其输出对随时间变化的输入量的响应特性。
传感器的静态特性是指它在稳态(静态或准静态)信号作用下的输入－输出关系。
静态特性所描述的传感器的输入、输出关系式中不含有时间变量。
当输入量为常量或变化极慢时只研究静态特性就能够满足通常的需要。
303、简述在什么条件下需要研究传感器的动态特性?实现不失真测量的条件是什么?303答：当输入量随时间变化时一般要研究传感器的动态特性。
实现不失真测量的条件是幅频特性: A(ω) = |H(jω) | =A(常数)(线性)相频特性:Φ(ω) = -ωto304、什么叫应变效应？利用应变效应解释金属电阻应变片的工作原理。
304答：材料的电阻变化是由尺寸变化引起的，称为应变效应。
应变式传感器的基本工作原理：当被测物理量作用在弹性元件上，弹性元件在力、力矩或压力等作用下发生形变，变换成相应的应变或位移，然后传递给与之相连的应变片，将引起应变敏感元件的电阻值发生变化，通过转换电路变成电量输出。
输出的电量大小反映了被测物理量的大小。
305、试简要说明使电阻应变式传感器产生温度误差的原因，并说明有哪几种补偿方法。
305答：温度误差产生原因包括两方面：温度变化引起应变片敏感栅电阻变化而产生附加应变，试件材料与敏感栅材料的线膨胀系数不同，使应变片产生附加应变。
温度补偿方法基本上分为桥路补偿和应变片自补偿两大类。
传感器考试题简答题
三、简答题（每题 10 分）301、试述传感器的定义、共性及组成。
301 答：①传感器的定义：能感受被测量并按照一定规律转换成可用输出信号的器件或装置；②传感器的共性：利用物理定律和物质的物理、化学或生物特性，将非电量(如位移、速度、加速度、力等)转换为电量(电压、电流、电容、电阻等)；③传感器的组成：传感器主要由敏感元件和转换元件组成。
302、什么是传感器动态特性和静态特性?简述在什么条件下只研究静态特性就能够满足通常的需要。
302 答：传感器的动态特性是指传感器对动态激励(输入)的响应(输出)特性，即其输出对随时间变化的输入量的响应特性。
传感器的静态特性是指它在稳态(静态或准静态)信号作用下的输入－输出关系。
静态特性所描述的传感器的输入、输出关系式中不含有时间变量。
当输入量为常量或变化极慢时只研究静态特性就能够满足通常的需要。
303、简述在什么条件下需要研究传感器的动态特性?实现不失真测量的条件是什么?303 答：当输入量随时间变化时一般要研究传感器的动态特性。
实现不失真测量的条件是幅频特性:A(ω)= |H(jω)| =A(常数)相频特性:Φ(ω)=-ωt o(线性)304、什么叫应变效应？利用应变效应解释金属电阻应变片的工作原理。
304 答：材料的电阻变化是由尺寸变化引起的，称为应变效应。
应变式传感器的基本工作原理：当被测物理量作用在弹性元件上，弹性元件在力、力矩或压力等作用下发生形变，变换成相应的应变或位移，然后传递给与之相连的应变片，将引起应变敏感元件的电阻值发生变化，通过转换电路变成电量输出。
输出的电量大小反映了被测物理量的大小。
305、试简要说明使电阻应变式传感器产生温度误差的原因，并说明有哪几种补偿方法。
305 答：温度误差产生原因包括两方面：温度变化引起应变片敏感栅电阻变化而产生附加应变，试件材料与敏感栅材料的线膨胀系数不同，使应变片产生附加应变。
温度补偿方法基本上分为桥路补偿和应变片自补偿两大类。
电子衍射实验报告
电子衍射实验报告一、实验目的与实验仪器实验目的：1.求电子运动波长，验证德布罗意关系式2.测晶体的晶格常数3.测量衍射环对应的密勒指数4.计算普朗克常数值 实验仪器：DF-8 型电子衍射仪 二、实验原理（要求与提示：限400字以内，实验原理图须用手绘后贴图的方式） 测量电子束波长 方法一：电子束缚德布罗意波长λ=ℎp =ℎmν代入电子动能12mv 2=ⅇV （V 为电子加速电压）得λ=ℎm √m 2ⅇV =(150V)12方法二：原子在晶体中形成各种方向的平行面，每一族平行面由密勒指数(h k l)表示，当电子波射在一族平面上时强波束出射条件为nλ=2ⅆsin θ≈2ⅆ⋅r 2D =arD (ℎ2+k 2+l 2)12即λ=arnD (ℎ2+k 2+l 2)12令H=nh K=nk L=nl ，则λ=r D∙a(H 2+K 2+L 2)12实验仪器：1.电子衍射管2.高压电源部分加在晶体薄膜靶与阴极之间高压，0~20kV连续可调，阴极、灯丝和各组阳极均由另几组电源供电。
三、实验步骤（要求与提示：限400字以内）1、求运动电子的波长，验证德布罗意关系式1）用毫米刻度尺对不同的加速电压直接测量衍射环的半径r。
2）电子的加速电压可由数显高压表读出，从10kV 开始，每隔1kV 改变一次，直至加到电压值为20kV，测量改变电压过程中同级圆环的半径r。
3）将r 和靶与屏间距D 代入计算对应的德布罗意波德波长并将这两式算得的结果进行比较。
实验仪器中所用的靶为金靶，金的晶格常数a=4.0786A2、测量晶体的晶格常数在电子加速电压为10kV、15kV、20kV 时分别测量金的反射面为（111）、（200）、（220）、（311）时的衍射纹半径r，并代入计算金的晶格常数。
3、测量衍射环所对应的密勒指数4、计算普朗克常数值根据实验内容（1），画出λ2−1的图形，并由此计算普朗克常数值。
ν四、数据处理（要求与提示：对于必要的数据处理过程要贴手算照片）1、验证德布罗意关系表1：不同加速电压下最亮环半径值方法一：λ=ℎm√m2ⅇV其中普朗克常数h= 6.62607015x10-34J·s 电子质量m= 9.10956x10-31kg电子电荷e= 1.602189x10-19C此方法测得结果记为λ1方法二：λ=rD∙a(H2+K2+L2)12其中晶格常数a=4.0786x10-10m靶与屏间距D=258mm密勒指数(H2+K2+L2)12=2.828此方法测得结果记为λ2两种方法计算结果如下表2：两种方法测得不同加速电压下电子束波长值此时通过两种方式测得结果相差很小，基本吻合，成功验证德布罗意关系λ=ℎp 2.测量晶体的晶格常数表3：不同加速电压下各衍射环半径值根据式λ=rD∙a(H2+K2+L2)12=ℎm√m2ⅇV得到V- r关系式V=ℎ2D2(H2+K2+L2)2ⅇm∙1a2∙1r2已知r3，即最亮环对应密勒指数H32+K32+L32=8，选取对应数据进行线性拟合得ℎ2D2(H2+K2+L2)2ⅇm ∙1a2=3.85587代入常数计算得a=4.5576×10−10m 与理论值a0=4.0786×10−10m相对误差为η1=|a−a0|a0=11.7%与理论值基本吻合。
高频电子线路第二章 高频小信号放大器
(2) 为了增大Ａu0, 要求负载电导小, 如果负载是下一级放 大器, 则要求其ｇie小。 (3) 回路谐振电导ｇe0越小, Ａu0越大。 (4) Ａu0与接入系数ｎ1、ｎ2有关, 但不是单调递增或单调 递减关系。由于ｎ1和ｎ2还会影响回路有载 Ｑ值Ｑe, 而Ｑe又 将影响通频带,所以ｎ1与ｎ2的选择应全面考虑, 选取最佳值。
结论：
以上这些质量指标，相互之间即有联系又有矛盾。 增益和稳定性是一对矛盾，通频带和选择性是一 对矛盾。
应根据需要决定主次，进行分析和讨论。
4、 晶体管的高频小信号等效电路
形式等效电路（网络参数等效电路） 包括：Y参数、h参数、z参数、s参数等效电路 混合π型等效电路(物理模拟等效电路)
2.2.1 单管单调谐放大器※
1.电路组成及特点
●右图是一个典型的单管单调谐放大器。
Ｃ b 与 Ｃ c 分别是和信号源（或前级放大器）、 负载（或后级放大器）的耦合电容, Ｃe是旁路
UCC R2 L Cc
电容。 ●电容Ｃ与电感Ｌ组成的并联谐振回路作为晶 体管的集电极负载 , 其谐振频率应调谐在输入 有用信号的中心频率上。 ● 回路与晶体管的耦合采用自耦变压器耦合方 式 , 这样可减弱晶体管输出导纳对回路的影响。 ● 负载（或下级放大器）与回路的耦合采用自 耦变压器耦合和电容耦合方式, 这样, 既可减弱 负载（或下级放大器）导纳对回路的影响 , 又 可使前、 后级的直流供电电路分开。 ● 另外 , 采用上述耦合方式也比较容易实现前、 后级之间的阻抗匹配。
指在电源电压变化或器件参数变化时以上三参数的稳定程 度。 为使放大器稳定工作，必须采取稳定措施，即限制每级 增益，选择内反馈小的晶体管，应用中和或失配方法等。
减小VDMOS密勒电容和反向恢复电荷的研究
第 3 期
肖志强等 : 减小 VDMOS密勒电容和反向恢复电荷的研究
307
压 ,新结构单元间距减小使其 JFET效应增强 ,导致 新结构器件的导通电阻增大 。但是 ,正如在引言中 所强调的那样 , DC2DC变换器设计师最关心的优值 既不是导通损耗 ,也不是开关损耗 ,而是导通电阻与 栅电荷的乘积 , 即 Rds ( on) 3 Qgd 。从表 1 可以看出 , 与传 统 器 件 相 比 , 新 结 构 器 件 的 Rds ( on) 3 Qgd 从 39131 mΩ 3 nC 下 降 到 13175 mΩ 3 nC, 减 少 了 65102%。新结构大大减小了 Rds ( on) 3 Qgd 。这正是 DC2DC变换器设计师们努力的方向 。
[ 4 ] 裴云庆 , 王兆安 , 伊濑敏史. P IN 型电力二极管反向恢 复特性的仿真模型 [ J ]. 西安交通大学学报 , 1999, 33 (6) : 6210.
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中图分类号 : TN432
文献标识码 : A
A Study on VDMO S FET w ith Reduced M iller Capac itance
and Reverse Recovery Charge
X IAO Zhi2qiang1, 2 , X IANG Jun2li1 , HEN G Cao2fei1 , CHEN L in1 , ZEN G Tian2zhi1 , CHEN W an2jun1 , ZHAN G Bo1
摘 要 : 提出了在 VDMOS FET中减小密勒电容和反向恢复电荷的一种新结构 ,该结构结合了肖
IR2110 在IGBT 驱动电路中的应用
IR2110 在IGBT 驱动电路中的应用收藏| 分类: | 查看: 699 | 评论(0)摘要：针对IGBT的半桥或者全桥的驱动，利用具有双通道集成驱动的IR2110来驱动IGBT。
对其自举工作原理进行了分析，同时增加了栅极电平箝位电路，克服了IR2110不能产生负偏压的缺点，并在2 kW、400 V汽车直流充电器中以此驱动IKW40N120T2电路的试验中验证了其理论分析的正确性。
用于IGBT或功率MOSFET驱动的集成芯片模块中，应用技术比较成熟的有东芝LP250、富士EXB8系列、三菱M579系列等，但是这些模块都是单驱动，如果要驱动全桥结构的逆变电源则需要4个隔离的驱动模块，不但费用高、而且体积大。
美国IR公司推出的高压浮动驱动集成模块IR2110是一种新型的功率MOSFET或IGBT驱动模块，它本身允许驱动信号的电压上升率达±50 V/μs，极大地减小了功率开关器件的开关损耗。
此外，由于IR2110采用自举法实现高压浮动栅极双通道驱动，因此可以驱动500 V以内的同一相桥臂的上下两个开关管，减小了装置体积，节省了成本。
1 IR2110自举电路工作原理分析自举电路如图1所示，其工作原理如下：Q2导通期间将Vs的电位拉低到地，Vcc通过自举电阻Rbs 和自举二极管Dbs给自举电容Cbs充电，通过电容Cbs在Vb和Vs之间形成一个悬浮电源给上桥臂主开关器件Q1供电。
自举电路的存在使同一桥臂上、下主开关器件驱动电路只需一个外接电源。
图1 IR2110 自举电路2 IR2110栅极电平箝位电路由于IR2110不能产生负偏压，将它用于驱动桥式电路时，由于密勒效应的存在，在开通与关断时刻，集电极与栅极间的寄生电容有位移电流产生，容易在栅极上产生干扰。
特别是在大功率情况下，关断电流较大，IR2110驱动输出阻抗不够小，沿栅极灌入的位移电流会在驱动电压上叠加形成比较严重的毛刺干扰。
如果该干扰超过IGBT的最小开通电压，将会造成桥臂瞬间短路。
[理学]第四章BJT三极管及其放大管
第四章BJT三极管及其放大管一、判断题双极型三极管由两个PN结构成，因此可以用两个二极管背靠背相连构成一个三极管。
（）×三极管工作在放大区时，若i B为常数，则u CE增大时，i C几乎不变，故当三极管工作在放大区时可视为一电流源。
（）√对三极管电路进行直流分析时，可将三极管用H参数小信号模型替代。
（）×三极管的C、E两个区所用半导体材料相同，因此，可将三极管的C、E两个电极互换使用。
（）×三极管的输出特性曲线随温度升高而上移，且间距随温度升高而减小。
（）×三极管放大电路中的耦合电容在直流分析时可视为开路，交流分析时可视为短路。
（）√处于放大状态的晶体管，集电极电流是多子漂移运动形成的（）。
×只有电路既放大电流又放大电压，才称其有放大作用；（）×根据电路放大原理可以说任何放大电路都有功率放大作用；（）√放大电路中输出的电流和电压都是由有源元件提供的；（）√阻容耦合多级放大电路各级的Q 点相互独立，它只能放大交流信号。
( ) √BJT 三极管有三种连接组态，其中没有密勒效应的是共射放大电路。
( ) ×FET 三极管有三种连接组态，其中没有密勒效应的是共栅极放大电路。
( ) √BJT 三极管有三种连接组态，其中没有密勒效应的是共基极放大电路。
( ) √BJT 三极管有三种连接组态，比较三种组态密勒效应最强的是共发射放大电路。
（ ）√BJT 放大电路的高频响应有三个频率参数，分别是T f f f ,,βαβααβf f f f f f t T >=三者关系是,,（ ）√BJT 放大电路的高频响应频率参数T f f f ,,βα，满足ββf f T =（ ）√放大电路的增益在低频区的数值比较中频区小的主要原因是耦合电容和旁路电容的影响。
（ ）√放大电路的增益在高频区的数值比较中频区小的主要原因是三极管的极间电容。
（ ）√BJT 放大器的低频跨导g m 与共发射电流β的关系是e b m r g /β=（ ） √BJT 放大器的e b C /电容与其低频跨导g m 的关系为Tm eb f g C π2/=（ ） √分析BJT 放大器在高频区的增益时必须采用混合П模型，而分析BJT 放大器非高频区的增益时采用h 参数模型。
最新模拟CMOS集成电路设计(拉扎维)第6章放大器的频率特性
in
out
(CGD + CDB ) RD
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用极点-节点法估算传输函数
这种估算方法的价值： 直观，计算简单，能粗略反映出 变化趋势
估算出的传输函数的主要误差： 1、没体现出零点的存在（因为忽 略了CGD引入的输入和输出节点之 间的相互作用） 2、用-gmRD近似放大器的增益（实 际上应该用对应频率点的增益）
模拟集成电路设计
第6章 放大器的频率特性
董刚 gdong@
微电子学院
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本讲 放大器的频率特性
概述
线性电路的S域分析法 密勒效应 极点与节点的关联
共源级 源跟随器 共栅级 共源共栅级 差分对
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概述
频率特性
输入信号频率从低频到高频变化过程中，电路的增益、速 度、噪声等指标的变化特性 考虑电容、电感等参数对频率敏感的元件的影响
rO = v y 1 1 / Av Rout =
rO 1 1 / Av
正确的Rout为：
rO R out 1 [1 + ( g m + g mb )rO ]1 1 = + rO g m + g mb =
= rO
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本讲 放大器的频率特性
概述
线性电路的S域分析法 密勒效应 极点与节点的关联
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极点与节点关联法应用实例
共栅级（忽略RO） 求传输函数
in =
1 1 (CGS + CSB ) RS|| g m + g mb