4象限H桥功率单元PWM整流器的比例-积分-谐振控制
电力拖动自动控制系统-运动控制系统-阮毅-陈伯时思考题和课后习题答案
电力拖动自动控制系统-运动控制系统〔阮毅伯时〕课后答案包括思考题和课后习题第2章2-1 直流电动机有哪几种调速方法？各有哪些特点？答：调压调速，弱磁调速，转子回路串电阻调速，变频调速。
特点略。
2-2 简述直流 PWM 变换器电路的根本构造。
答：直流 PWM 变换器根本构造如图，包括 IGBT 和续流二极管。
三相交流电经过整流滤波后送往直流 PWM 变换器，通过改变直流 PWM 变换器中 IGBT 的控制脉冲占空比，来调节直流 PWM 变换器输出电压大小，二极管起续流作用。
2-3 直流 PWM 变换器输出电压的特征是什么？答：脉动直流电压。
2=4 为什么直流 PWM 变换器-电动机系统比 V-M 系统能够获得更好的动态性能？答：直流 PWM 变换器和晶闸管整流装置均可看作是一阶惯性环节。
其中直流 PWM 变换器的时间常数 Ts 等于其 IGBT 控制脉冲周期〔1/fc〕，而晶闸管整流装置的时间常数 Ts 通常取其最大失控时间的一半〔1/〔2mf〕。
因 fc 通常为 kHz 级，而 f 通常为工频〔50 或 60Hz〕为一周〕，m 整流电压的脉波数，通常也不会超过 20，故直流 PWM 变换器时间常数通常比晶闸管整流装置时间常数更小，从而响应更快，动态性能更好。
2=5 在直流脉宽调速系统中，当电动机停顿不动时，电枢两端是否还有电压？电路中是否还有电流？为什么？答：电枢两端还有电压，因为在直流脉宽调速系统中，电动机电枢两端电压仅取决于直流 PWM 变换器的输出。
电枢回路中还有电流，因为电枢电压和电枢电阻的存在。
2-6 直流 PWM 变换器主电路中反并联二极管有何作用？如果二极管断路会产生什么后果？答：为电动机提供续流通道。
假设二极管断路则会使电动机在电枢电压瞬时值为零时产生过电压。
2-7 直流 PWM 变换器的开关频率是否越高越好？为什么？答：不是。
因为假设开关频率非常高，当给直流电动机供电时，有可能导致电枢电流还未上升至负载电流时，就已经开场下降了，从而导致平均电流总小于负载电流，电机无法运转。
PWM整流电路概述
PWM整流电路概述1 引言在电力系统中，电压和电流应是完好的正弦波。
但是在实际的电力系统中，由于非线性负载的影响，实际的电网电压和电流波形总是存在不同程度的畸变，给电力输配电系统及附近的其它电气设备带来许多问题，因而就有必要采取措施限制其对电网和其它设备的影响。
随着电力电子技术的迅速发展，各种电力电子装置在电力系统、工业、交通、家庭等众多领域中的应用日益广泛，大量的非线性负载被引入电网，导致了日趋严重的谐波污染。
电网谐波污染的根本原因在于电力电子装置的开关工作方式，引起网侧电流、电压波形的严重畸变。
目前，随着功率半导体器件研制与生产水平的不断提高，各种新型电力电子变流装置不断涌现，特别是用于交流电机调速传动的变频器性能的逐步完善，为工业领域节能和改善生产工艺提供了十分广阔的应用前景。
相关资料表明，电力电子装置生产量在未来的十年中将以每年不低于10%的速度递增，同时，由这类装置所产生的高次谐波约占总谐波源的70%以上。
在我国，当前主要的谐波源主要是一些整流设备，如化工、冶金行业的整流设备和各种调速、调压设备以及电力机车。
传统的整流方式通常采用二极管整流或相控整流方式，采用二极管整流方式的整流器存在从电网吸取畸变电流，造成电网的谐波污染，而且直流侧能量无法回馈电网等缺点。
采用相控方式的整流器也存在深度相控下交流侧功率因数很低，因换流引起电网电压波形畸变等缺点。
这些整流器从电网汲取电流的非线性特征，给周围用电设备和公用电网都会带来不利影响。
为了抑制电力电子装置产生的谐波，其中的一种方法就是对整流器本身进行改进，使其尽量不产生谐波，且电流和电压同相位。
这种整流器称为高功率因数变流器或高功率因数整流器。
高功率因数变流器主要采用PWM整流技术，一般需要使用自关断器件。
对电流型整流器，可直接对各个电力半导体器件的通断进行PWM调制，使输入电流成为接近正弦且与电源电压同相的PWM波形，从而得到接近1的功率因数。
四种pwm控制技术的原理
四种pwm控制技术的原理
PWM（Pulse Width Modulation，脉宽调制）是一种常用的数字控制技术，用于实现模拟信号的精确控制。
它通过改变信号的脉冲宽度来控制信号的平均电压或电流。
下面是四种常见的PWM控制技术及其原理：
1. 占空比控制：占空比是PWM信号高电平与周期之比。
通过改变占空比可以控制输出信号的平均电压或电流。
占空比越大，输出信号的平均电压或电流越大；占空比越小，输出信号的平均电压或电流越小。
这种方法简单易行，适用于许多应用场合。
2. 脉冲数改变：这种方法通过改变PWM信号每个周期中的脉冲数来控制输出信号的平均电压或电流。
脉冲数越多，输出信号的平均电压或电流越大；脉冲数越少，输出信号的平均电压或电流越小。
脉冲数改变时，周期保持不变。
这种方法常用于需要精确控制输出信号的平均电压或电流的应用。
3. 频率调制：这种方法通过改变PWM信号的频率来控制输出信号的平均电压或电流。
频率越高，输出信号的平均电压或电流越大；频率越低，输出信号的平均电压或电流越小。
输出的平均功率受频率的影响最小，可以实现高效的能量转换。
频率调制一般使用较高的固定占空比。
4. 相位移控制：这种方法通过改变PWM信号相位来控制输出信号的平均电压或电流。
相位移正比于输出信号的平均电压或电流。
相位移控制可以实现交流电源的电压或电流控制，广泛应用于电网有功功率控制和无功功率控制。
这四种PWM控制技术可以根据具体应用的需要选择合适的方式，以实现对输出信号的精确控制。
三相电流型pwm整流器的功率因数控制方法
三相电流型pwm整流器的功率因数控制方法
三相电流型PWM整流器是一种高效率、高功率因数的电力变换器，被广泛应用于电机驱动、供电系统等领域中。
该型PWM整流器的功率因数控制方法可以通过改变PWM控制器的输出电流来实现，具体如下。
1. 引入电源电流环控制：为了控制功率因数，需要对整流器的输入电流进行控制。
在三相电路中，可以引入电源电流环控制器，并通过控制器的输出信号控制PWM控制器的输出电流大小，从而实现对输入电流的控制。
3. 反馈电路：为了保证功率因数控制的精度和稳定性，需要引入反馈电路。
反馈电路可以通过测量整流器的输入电流和输出电流，并将测量值反馈给控制器，进行比较和调节，从而保持功率因数在目标范围内。
4. 模糊控制：模糊控制是一种适用于非线性和模糊系统的控制方法。
在功率因数控制中，可以利用模糊控制器对输入电流进行模糊调节，以实现更加精确的功率因数控制。
几种PWM控制方法
几种PWM控制方法PWM（脉宽调制）是一种广泛应用于电子设备中的控制方法，通过控制信号的脉冲宽度来改变电路或设备的输出功率。
以下是几种常见的PWM 控制方法：1.定频PWM控制定频PWM控制是一种简单而常见的PWM控制方法，通过将固定频率的脉冲信号与一个可变的占空比相乘来实现控制。
脉冲的高电平时间代表设备处于工作状态的时间比例，而低电平时间代表设备处于停止状态的时间比例。
定频PWM控制可通过调整脉冲的占空比来改变输出功率，但频率固定不变。
2.双边PWM控制双边PWM控制是一种可调节频率和占空比的PWM控制方法。
与定频PWM不同的是，双边PWM控制可以根据需求调整脉冲的频率和占空比。
通过改变脉冲的频率和占空比，可以获得较高的精度和更灵活的控制效果。
3.单脉冲宽度调制（SPWM）单脉冲宽度调制是一种通过调整脉冲宽度的PWM控制方法。
与常规PWM不同的是，SPWM控制中只有一个脉冲被发送，其宽度和位置可以根据需求进行调整。
SPWM控制常用于逆变器和交流驱动器等高精度要求的应用，可以实现比其他PWM控制方法更精确的波形控制。
4.多级PWM控制多级PWM控制是一种在多个层次上进行PWM调制的控制方法。
通过将一系列的PWM信号级联起来，每个PWM信号的频率和占空比不同，可以实现更高精度和更复杂的波形控制。
多级PWM控制常用于高性能电机驱动器、中央处理器(CPU)和功率放大器等需要高精度信号处理的应用。
5.空间矢量调制（SVPWM）空间矢量调制是一种通过调整电压矢量的方向和大小来实现PWM控制的方法。
SVPWM通过控制电压矢量之间的切换来生成输出波形，可以实现较高的电压和电流控制精度。
空间矢量调制常用于三相逆变器、电子制动器和无刷直流电机等高功率应用中，可以实现高质量的输出波形。
6.滑模PWM控制滑模PWM控制是一种通过添加滑模调节器来实现PWM控制的方法。
滑模调节器可以通过反馈控制来实现系统的快速响应和鲁棒性，从而实现更好的控制效果。
PID功能详解及PWM波的产生和PWM波形生成原理
PID功能详解及PWM波的产生和PWM波形生成原理PID（比例-积分-微分）控制是一种常用的闭环控制算法，它根据过程变量的误差及其变化率来调整控制器的输出，以实现精确的控制。
PID 控制器分为比例、积分和微分三个部分，它们分别代表了响应速度、稳态精度和稳定性。
下面详细介绍PID控制的各个功能。
1.比例控制（P控制）：比例控制使用误差的比例来调整输出。
当误差增大时，输出也会增大，使系统更快地向目标值靠拢。
但是，比例控制会导致超调和不稳定。
2.积分控制（I控制）：积分控制使用误差的累积来调整输出。
当误差积累到一定程度时，输出也会增大，以消除积累的误差。
积分控制解决了比例控制的稳态误差问题，但会增加响应时间和超调。
3.微分控制（D控制）：微分控制使用误差的变化率来调整输出。
当误差发生急剧变化时，输出也会增大或减小，以快速调整系统。
微分控制提高了系统的稳定性和响应速度，但会导致噪声的放大。
PID控制通过调整比例、积分和微分参数的大小，可以在不同的应用中获得最佳的控制效果。
PID控制广泛应用于机械控制、电力系统、化工过程等领域。
PWM（脉冲宽度调制）是一种电信号调制技术，通过调整脉冲的宽度来控制电路的平均电压。
PWM波形是由一系列周期相等但宽度不同的脉冲组成的。
PWM波形的产生和生成原理如下：1.产生PWM波形：PWM波形可以通过计算机、微控制器或专用的PWM发生器来产生。
一般来说，PWM波形是通过设定一个固定的周期和一个可调节的占空比来实现的。
周期指的是脉冲的重复时间，占空比指的是脉冲高电平的时间与周期的比值。
2.PWM波形生成原理：生成PWM波形的原理是通过不断比较一个固定频率的信号（比较源）和一个波形信号（调制源）来控制输出。
当比较源大于调制源时，输出为高电平；当比较源小于调制源时，输出为低电平。
通过调整调制源的波形和比较源的频率，可以得到不同占空比的PWM波形。
PWM波形的优点是可以实现电路的精确控制，特别适用于需要调节输出电压、频率、功率的应用。
电子基础知识-PWM
01 什么是PWM脉冲宽度调制(PWM)，PWM全称Pulse Width Modulation，简称脉宽调制，是利用微处理器的数字输出来对模拟电路进行控制的一种非常有效的技术，广泛应用在从测量、通信到功率控制与变换的许多领域中。
PWM的频率：是指1秒钟内信号从高电平到低电平再回到高电平的次数，也就是说一秒钟PWM有多少个周期。
单位：Hz表示方式：50Hz、100HzPWM的周期：T=1/f（周期=1/频率）50Hz=20ms 一个周期，如果频率为50Hz，也就是说一个周期是20ms，那么一秒钟就有50次PWM周期。
占空比：是一个脉冲周期内，高电平的时间与整个周期时间的比例。
单位：%(0%-100%)表示方式：20%周期：一个脉冲信号的时间，1s内测周期次数等于频率。
脉宽时间：高电平时间。
上图中脉宽时间占总周期时间的比例，就是占空比。
比方说周期的时间是10ms，脉宽时间是8ms，那么低电平时间就是2ms，总的占空比 8/（8+2）=80%，这就是占空比为80%的脉冲信号。
而我们知道PWM就是脉冲宽度调制通过调节占空比，就可以调节脉冲宽度(脉宽时间)，而频率，就是单位时间内脉冲信号的次数。
以20Hz，占空比为80%举例，就是1秒钟之内输出了20次脉冲信号，每次的高电平时间为40ms。
我们换更详细点的图：上图中，周期为T，T1为高电平时间，T2为低电平时间，假设周期T为1s，那么频率就是1Hz，那么高电平时间0.5s，低电平时间0.5s，总的占空比就是0.5 /1 =50%。
02 PWM原理以单片机为例，我们知道，单片机的IO口输出的是数字信号，IO口只能输出高电平和低电平，假设高电平为5V，低电平则为0V，那么我们要输出不同的模拟电压，就要用到PWM，通过改变IO口输出的方波的占空比从而获得使用数字信号模拟成的模拟电压信号。
我们知道，电压是以一种连接1或断开0的重复脉冲序列被夹到模拟负载上去的（例如LED灯，直流电机等），连接即是直流供电输出，断开即是直流供电断开。
电力电子技术课后习题答案(第2—5章)
第2章 整流电路2. 2图2-8为具有变压器中心抽头的单相全波可控整流电路,问该变压器还有直流磁化问题吗?试说明:晶闸管承受的最大反向电压为22U 2;当负载是电阻或电感时，其输出电压和电流的波形与单相全控桥时一样。
答：具有变压器中心抽头的单相全波可控整流电路，该变压器没有直流磁化问题。
因为单相全波可控整流电路变压器二次侧绕组中，在正负半周上下绕组中的电流方向相反，波形对称，其一个周期内的平均电流为零，故不存在直流磁化的问题。
以下分析晶闸管承受最大反向电压及输出电压和电流波形的情况。
①以晶闸管VT2为例。
当VT1导通时，晶闸管VT2通过VT1与2个变压器二次绕组并联，所以VT2承受的最大电压为22U 2。
②当单相全波整流电路与单相全控桥式整流电路的触发角α一样时，对于电阻负载：(O~α)期间无晶闸管导通，输出电压为0；(α~π)期间,单相全波电路中VT1导通，单相全控桥电路中VTl 、VT4导通，输出电压均与电源电压U 2相等；( π~απ+)期间均无晶闸管导通，输出电压为0；(απ+~2π)期间，单相全波电路中VT2导通，单相全控桥电路中VT2、VT3导通，输出电压等于－U 2。
对于电感负载： ( α~απ+)期间，单相全波电路中VTl 导通，单相全控桥电路中VTl 、VT4导通，输出电压均与电源电压U2相等； (απ+~2απ+)期间，单相全波电路中VT2导通，单相全控桥电路中VT2、VT3导通，输出波形等于-U2。
可见，两者的输出电压一样，加到同样的负载上时，那么输出电流也一样。
2.3.单相桥式全控整流电路，U 2=100V ，负载中R=20Ω，L 值极大，当α=︒30时，要求：①作出U d 、I d 、和I 2的波形；②求整流输出平均电压U d 、电流I d ，变压器二次电流有效值I 2；③考虑平安裕量，确定晶闸管的额定电压和额定电流。
解：①Ud 、Id、和I2的波形如以下图：②输出平均电压Ud 、电流Id、变压器二次电流有效值I2分别为：Ud =0.9U2cosα=0.9×100×cos︒30＝77.97〔V〕Id＝Ud/R=77.97/2=38.99(A)I2=Id=38.99(A)③晶闸管承受的最大反向电压为：2U2=1002=141.4(V) -考虑平安裕量，晶闸管的额定电压为：UN=(2~3)×141.4=283~424(V)详细数值可按晶闸管产品系列参数选取。
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4象限H桥功率单元PWM整流器的比例-积分-谐振控制王剑;李永东【摘要】4象限H桥级联型多电平变换器的功率单元中,由于单相H桥逆变器的输出功率中含有2倍于输出电压频率的脉动分量,如果输入级的PWM整流器采用传统的控制策略,直流母线电压也将会含有该频率的脉动.在PWM整流器电压定向控制中,使用比例-积分-谐振(PIR)调节器控制电压环和电流环,抑制了直流母线电压的脉动,在小功率平台上的实验证明了该控制策略的有效性.%In power cells of the four-quadrant cascaded H-bridge multilevel converters,the output power of H-bridge single-phase inverters contains component whose frequency is twice the output voltage frequency. This component will cause the DC-link voltage to pulsate if the PWM rectifier in the input stage is controlled with the conventional method. Proportional-integral-resonant (PIR) regulator was proposed for the DC-link voltage loop and the AC current loop of the voltage-oriented control of the PWM rectifier. Experimental result shows that the DC-link voltage is well-controlled even with a very small DC-link capacitor,which confirms the effectiveness of proposed control strategy.【期刊名称】《电气传动》【年(卷),期】2012(042)001【总页数】4页(P22-25)【关键词】4象限H桥级联型多电平变换器;PWM整流器;比例-积分-谐振调节器【作者】王剑;李永东【作者单位】北京交通大学电气工程学院,北京100044;清华大学电机工程与应用电子技术系,北京100084【正文语种】中文【中图分类】TM461 引言H桥级联型多电平变换器具有模块化的结构，易于制造，且控制方式简单，无直流母线电容均压问题，因此在中压大容量电机调速领域获得了广泛应用［1－2］。
在一些工业应用领域，电机需要频繁的启动制动。
在这种情况下，将电机制动的能量回馈至电网，对于实现节能环保有重要意义。
如果H桥级联型变换器每个功率单元都使用PWM整流器，实现能量双向流动，整个H桥级联型变换器就能够实现4象限运行［3－4］。
使用PWM整流器可以控制直流母线电压，因此直流母线电容容量通常比使用二极管不控整流的变换器的电容小很多。
每个功率单元都减少直流母线电容容量，使得整个H桥级联型多电平变换器节省大量电容器，这对于降低变换器成本、提高可靠性很有意义。
对于每个功率单元而言，H桥逆变器的输出功率包含了2倍于输出电压频率的分量，但是通常的PWM整流器控制策略主要针对直流分量［5－6］，这些2倍输出电压频率的功率会引起直流母线电压波动。
为了抑制直流母线电压波动，文献［3］根据功率单元输入输出功率的平衡关系，为PWM整流器增加了负载功率前馈作为电流环的设定值，以期减小母线电容容量，但是由于使用PI调节器的电流环带宽有限，电流并不能很好地跟踪设定值，致使母线电压波动仍然较大。
另外，负载功率前馈方法需要将H桥逆变器交流侧的占空比、瞬时电流等信息传送给PWM整流器，系统设计较为复杂。
本文采用比例－积分－谐振（PIR）调节器［7］对PWM整流器进行控制，电压、电流控制性能良好；只需知道逆变器的输出频率，系统设计就可以得到简化。
在功率单元原型系统上的实验验证了该方法的有效性。
2 4象限H桥功率单元运行分析4象限H桥级联型变换器的结构如图1所示，逆变器的每一相输出都是由多个功率单元的输出串联而成，串联的功率单元数由负载电压等级决定。
每个功率单元的结构完全相同，其主电路如图2所示，它与传统的功率单元的区别在于使用了PWM整流器而不是二极管整流器，因此它可以实现对母线电压的控制，还可以使能量双向流动。
图1 4象限H桥级联型多电平变换器Fig.1 Four－quadrant cascaded H－bridge multilevel converter图2 功率单元主电路Fig.2 Main circuit of a power cell每个单元的输入侧PWM整流器相对比较独立，可以分别独立控制，控制目标是给H桥逆变器提供稳定的直流电压。
具体控制方式可以采用电网电压定向控制［5］或者直接功率控制［6］等方式。
本文基于电网电压定向控制策略。
电网同步旋转坐标系下，如果忽略交流电抗器的电阻，并假定开关器件为理想开关，PWM整流器交流侧电压方程为式中：E是PWM整流器输入侧电压矢量的幅值。
进一步假定电抗器储能变化可以忽略，可以得出整流器的功率平衡关系如下由式（2）可知，输入整流器直流侧的功率只与d轴电流有关，而与q轴电流无关。
如果采用传统的电网电压定向控制方法，在同步旋转坐标系下对PWM整流器进行双闭环控制，那么外环的直流母线电压控制器和内环的交流电流控制器都可以是比例－积分（PI）调节器。
对于直流负载或者三相逆变对称交流负载，这种控制策略具有很好的效果。
但是在H桥功率单元中，由于H桥逆变器的输出功率含有2倍于输出电压频率的交流分量，如果仍然采用PI调节器进行控制，那么直流母线电压会有很大幅度的脉动。
下面对此进行详细分析。
在分析控制策略时，通常假定变换器的效率很高，损耗可以忽略。
在此假设下，H 桥逆变器交流侧和直流侧的功率平衡关系式为考虑到控制器设计主要关注受控对象的低频特性，一般假设电压电流高次谐波可以忽略。
此时逆变器输出的电压和电流可以用平均模型分别表示为式中：Uom，Iom分别为输出电压和电流的幅值；ωo为输出的角频率；φ为负载的功率因数角。
要保持H桥功率单元的直流母线电压恒定，必须使Ps＝PL，即PWM整流器的输入功率与H桥逆变器的输出功率相等，由式（2）和式（3）得到将式（4）和式（5）代入式（6），得到式（6）和式（7）反映了理想情况下的d轴电流瞬时值。
由式（7）可以看出，由于逆变器是由H桥构成的，它的输出功率除了直流分量外，还含有2倍于输出电压频率ωo的交流分量，因此整流器d轴电流也必须包含直流分量和2ωo频率分量，才能稳定住直流母线电压。
传统电网电压定向控制策略的PI调节器可以对直流分量有很好的控制性能，但是对于2ωo频率交流分量总是存在静差。
这就使得PWM整流器不能提供与H桥逆变器相平衡的瞬时功率，总会有2ωo频率的功率交流分量流入直流母线，造成直流母线电压的脉动。
3 PWM整流器的PIR控制策略为了解决对于2ωo频率交流分量的跟踪问题，引入谐振（Resonant）调节器，并将谐振频率设置为2ωo。
与传统的PI调节器结合，构成PIR调节器，它的传递函数是式中：KP，KI，KR 分别是比例、积分和谐振调节器。
在谐振频率2ωo处，控制器的开环幅频特性趋于无穷大，因此闭环系统对于频率为2ωo的指令值可以实现无静差跟踪。
以电流环为例，使用PIR调节器和PI调节器的电流环闭环频率特性对比如图3所示。
图3 电流环闭环频率特性Fig.3 Closed－loop frequency characteristic of current loop从图3中可以看出，PIR调节器控制的电流环在谐振频率2ωo处的闭环增益为1。
此外，谐振调节器只对谐振频率附近极小频段内的频率响应特性有较大影响，其余频率范围的频率响应主要由PI调节器决定。
采用PIR调节器对PWM整流器的电压环和流环进行控制，控制策略如图4所示。
图4 改进的PWM整流器控制策略Fig.4 Improved control strategy for PWM rectifier由于直流母线电压指令值为直流量，即2ωo频率分量为零，使用PIR调节器对直流母线电压进行控制，可以对2ωo频率分量进行无静差跟踪，也就是能够消除2ωo频率分量。
根据前面的分析，消除直流母线电压的2ω。
频率脉动需要使d轴电流包含该频率分量，因此，外环电压控制器的输出（即内环d轴电流指令值）中必然也含有2ωo频率分量。
电流环也需要使用PIR调节器，使d轴电流能够无静差的跟踪指令值。
相比于文献［3］中的负载功率前馈控制策略，使用本文的方法，PWM整流器的控制无需知道H桥逆变器交流侧的占空比、瞬时电流等信息，仅需要H桥逆变器的输出频率即可，减小了通信量和传感器的安装数量。
4 实验结果在一个4象限H桥功率单元原型系统上对上述控制策略进行了实验验证。
功率单元的整流桥和逆变桥都使用三菱公司的PM50RVA120型IPM，其中逆变桥只使用了IPM 3个桥臂中的2个构成H桥，剩下的1个桥臂完全关断。
控制器为TI 公司的TMS320F2812型DSP，工作频率为150MHz。
实验系统的其他参数为：PWM整流器，电网线电压380V，交流电抗值5.1mH，开关频率2kHz；直流母线电容值110μF，电压设定值620V；H桥逆变器，调制波频率45Hz，开关频率2kHz；负载电感20mH，电阻45Ω。
图5所示为4象限H桥功率单元的实验波形，从上到下依次是：H桥逆变器输出电流，直流母线电压，PWM整流器d轴电流指令值，d轴电流实际值，d轴电流误差。
在0.2s之前，PWM整流器采用PI调节器控制，在0.2s时投入谐振调节器，即PIR调节器控制。
图5 0.2s时投入谐振调节器的实验波形Fig.5 Experimental waveforms of turning on resonant regulator at 0.2s从实验波形可以看到，由于H桥逆变器输出基波频率为45Hz，采用PI调节器控制时，直流母线电压含有90Hz的交流分量，波动峰峰值约为120V；PWM整流器d轴电流指令值也包含90Hz分量，虽然PI调节器使d轴电流实际值也包含90Hz分量，但是d轴电流误差值仍然包含90Hz分量，说明d轴电流实际值并没有很好地跟踪指令值。
在投入谐振调节器后，PWM整流器处于PIR调节器的控制下，在不到0.01s的时间内，直流母线的90Hz脉动迅速得以抑制，电压波动明显减小；且d轴电流误差值中也不再含有90Hz分量；暂态过程非常迅速且无冲击。