半桥三电平逆变器输出不对称交流时直流侧电容电压的分析
宽范围输入三电平半桥LLC变换器混合控制
第28卷㊀第2期2024年2月㊀电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报Electri c ㊀Machines ㊀and ㊀Control㊀Vol.28No.2Feb.2024㊀㊀㊀㊀㊀㊀宽范围输入三电平半桥LLC 变换器混合控制胡存刚1,㊀刘威1,㊀朱文杰1,㊀张治国2,㊀李善庆2(1.安徽大学电气工程与自动化学院,安徽合肥230601;2.合肥华耀电子工业有限公司,安徽合肥230088)摘㊀要:针对传统变频(PFM )控制的LLC 谐振变换器在宽电压输入条件下效率低的问题,提出一种三电平半桥LLC 谐振变换器的变频-移相(PFM-PS )混合控制策略㊂首先,分析三电平半桥LLC 谐振变换器的工作模态,建立其等效模型,获得了移相控制和变频控制下的电压增益曲线㊂其次,分析了变频控制的工作区间与软开关特性,推导得到了移相控制下实现软开关的最小占空比㊂通过混合控制策略,在升压时采用变频控制和在降压时采用移相控制,相较于全变频控制和全移相控制,混合控制可在较小频率变化范围内对电压进行升降压,在全增益范围内实现软开关,获得较宽的电压增益范围,提升了变换器的效率㊂最后,通过仿真和输入500~800V /4.5kW 实验样机验证了所提出混合控制策略的有效性㊂关键词:谐振变换器;变频控制;电压增益;混合控制;宽电压DOI :10.15938/j.emc.2024.02.012中图分类号:TM46文献标志码:A文章编号:1007-449X(2024)02-0120-09㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀收稿日期:2022-07-18基金项目:安徽省自然科学基金杰青项目(2108085J24);安徽省自然科学基金青年项目(2108085QE239);安徽省高校自然科学研究项目(KJ2020A0031)作者简介:胡存刚(1978 ),男,博士,教授,博士生导师,研究方向为电力电子技术㊁新能源汽车电驱动和智能电源;刘㊀威(1998 ),男,硕士,研究方向为高功率密度谐振变换器;朱文杰(1987 ),男,博士,讲师,研究方向为功率变换器建模与控制;张治国(1985 ),男,博士,高级工程师,研究方向为高功率密度模块电源;李善庆(1966 ),男,研究员级高级工程师,研究方向为功率电源与集成设计㊂通信作者:朱文杰Hybrid control strategy of three-level half bridge LLC converterwith wide input voltage rangeHU Cungang 1,㊀LIU Wei 1,㊀ZHU Wenjie 1,㊀ZHANG Zhiguo 2,㊀LI Shanqing 2(1.School of Electrical Engineering and Automation,Anhui University,Hefei 230601,China;2.ECU Electronics Industrial Co.,Ltd.,Hefei 230088,China)Abstract :Aiming at the low efficiency of traditional pulse frequency modulation(PFM)method in LLCresonant converters under wide voltage input conditions,the hybrid control strategy of pulse frequency modulation-phase shifting (PFM-PS)was proposed.The working modes of the three-level half-bridge LLC resonant converter were analyzed,and the model was established firstly.Voltage gain range curves of PFM and PS method were obtained.Then the working conditions and soft switching were analyzed.The minimum duty cycle of PS method was derived to achieve ZVS.The hybrid control was proposed with PFM and PS used in voltage step up and step down mode pared with only PFM or PS method,the hybrid control has ability of voltage step-up or step-down in small frequency range.A wide voltage gain range is realized through hybrid control,which improves the overall efficiency of the convert-er.Finally,the feasibility of the proposed hybrid control strategy is verified by simulation and input500-800V /4.5kW experimental platform.Keywords:resonant converter;variable frequency control;voltage gain;hybrid control;wide voltage0㊀引㊀言近年来,随着新能源技术的不断发展,对电能转换模块的要求越来越高,LLC谐振变换器凭借其结构简单㊁软开关特性明显和功率密度大等特点,相比于其他的隔离型变换器拓扑更具有优势[1-5],在电动汽车充电㊁低压直流用电㊁分布式光伏发电等领域有广泛的应用㊂随着LLC谐振变换器应用前景的日渐广阔,有大量的文献对LLC谐振变换器进行研究㊂文献[6]将交错级联结构应用于LLC上,通过多模式的变频控制来增加变换器的增益范围,这种结构虽然在较窄的频带范围内实现了较宽的增益,但是交错并联的结构同样带来了均流的问题,实现过程比较复杂㊂文献[7]提出一种改进型LLC谐振变换器,在传统LLC谐振变换器的基础上,将副边的2个二极管替换成2个开关管,通过副边开关管的交叠导通来增加整个变换器的增益范围,整体采用定频控制,这种增加开关管数目的方式虽然能实现扩展增益目的,但控制更加复杂,且相同电压输入下较三电平LLC 变换器原边开关管承受的电压应力更高㊂文献[8]提出复合式全桥三电平拓扑,采用定频控制,在低电压增益模式时工作在3L模式,在高电压增益模式时工作在2L模式,这种虽然能实现较宽的电压输入范围,但是开关管数目多,控制复杂㊂文献[9]将移相控制(phase shift,PS)引入混合型全桥LLC拓扑,实现了3倍的输出电压范围,但是其结构复杂,工作状态较多分析难度大㊂文献[10]将变频-移相控制方式应用在双向LLC谐振变换器中,使得LLC谐振变换器在拥有宽电压增益的同时,实现原边的ZVS㊁副边的ZCS以及能量的双向流动,但双向的结构复杂且控制难度大㊂文献[11]将T型三电平拓扑引入LLC谐振变换器,将变频控制,移相控制变模态控制等多种控制方式混合,实现了8倍的超高电压增益比,但是开关管数目多,且控制方式复杂㊂文献[12]设计一种在高电压增益时采用变频(pulse frequency modulation,PFM)控制,在低电压增益时采用移相斩波控制(PS-PWM)的LLC谐振变换器,这种控制虽然实现较宽的电压输入范围,但是变换器工作在PS-PWM模式下时占空比减小,效率降低㊂本文采用三电平半桥LLC拓扑,将移相和变频两种控制方式引入,并对其控制方式软开关实施条件进行分析,保证变换器在全增益范围内实现软开关,同时考虑软启动过程㊂实现较宽范围输入电压的同时,保证一次侧开关管ZVS和二次侧整流管ZCS,同时极大地抑制启动时的浪涌电流,保护开关管,提高变换器整体效率㊂1㊀三电平半桥LLC基本特性1.1㊀拓扑结构和原理图1为三电平半桥LLC谐振变换器结构,4个开关管Q1~Q4(包括体二极管D1~D4和寄生电容C1~C4),直流母线电容C d1㊁C d2,钳位二极管D5㊁D6和飞跨电容C ss1,谐振电感L r,谐振电容C r,励磁电感L m构成谐振腔;T是高频变压器,D r1~D r4是输出整流二极管,C o是输出滤波电容,R L是负载㊂图1㊀三电平半桥LLC拓扑Fig.1㊀Three-level half-bridge LLC topology本文采用移相控制和变频控制两种方式混合的控制方法,为了方便分析两种控制方式的工作过程,进行以下假设:1)所有元器件都为理想器件;2)输出电容C o足够大,输出电压恒定,母线电容C d1㊁C d2和飞跨电容C ss1也足够大,他们的电压均为0.5V in;3)开关管的电流在其开/关瞬态期间是恒定的;4)开关管寄生电容C1=C2=C3=C4=C oss㊂移相控制和变频控制的主要波形分别如图2和图3所示㊂以移相控制的关键波形为例来具体分析,三电平半桥LLC的工作原理和各模态的工作过程如下:模态0(t0~t1):t0时刻Q3寄生电容C3电压上升至V in/2,Q2寄生电容C2两端电压下降为0,为Q2零121第2期胡存刚等:宽范围输入三电平半桥LLC变换器混合控制电压开通提供条件㊂谐振腔输入电压u ab 为V in /2,谐振电感L r 和谐振电容C r 参与谐振,励磁电感L m 两端电压被副边电压钳位为nV o ,励磁电流i L m 线性上升,谐振电流i L r 经体二极管D 1㊁D 2续流㊂图2㊀移相控制波形Fig.2㊀Waveform of PScontrol图3㊀变频控制波形Fig.3㊀Waveform of PFM control模态1(t 1~t 2):t 1时刻,谐振电流i L r 由负变正,体二极管D 1㊁D 2自然关断,谐振电流正向流过开关管Q 1㊁Q 2,励磁电流为负,谐振电感L r 和谐振电容C r 参与谐振㊂模态2(t 1~t 2):t 2时刻励磁电流i L m 由负变正,与谐振电流i L r 同向且继续增加㊂模态3(t 3~t 4):t 3时刻,Q 1关断,谐振电流i L r 对Q 1寄生电容C 1充电,Q 4寄生电容C 4放电㊂谐振电感L r 和谐振电容C r 继续谐振,励磁电流i L m 继续上升㊂直至Q 1寄生电容C 1两端电压上升为V in /2,寄生电容C 4两端电压下降为0,体二极管D 4导通,为下一时刻开关管Q 4零电压开通提供条件㊂模态4(t 4~t 5):t 4时刻,Q 4开通,寄生电容C 1两端电压上升为V in /2,二极管D 5导通,飞跨电容C ss1两端电压被固定在V in /2,并通过开关管Q 2和体二极管D 4给谐振腔供电㊂谐振电流i L r 减小,励磁电流i L m 增大,直至i L r =i L m ㊂模态5(t 5~t 6):t 5时刻,励磁电流等于谐振电流,通过二极管D r1和D r4的电流为0㊂D r1和D r4零电流关断,二次侧与一次侧分开,负载由输出电容提供㊂L r ㊁L m 和C r 同时参与谐振㊂由于励磁电感L m 很大,在此阶段电流可近似认为不变㊂模态6(t 6~t 7):t 6时刻,Q 2关断,谐振电流i L r 经飞跨电容C ss1对寄生电容C 2充电,对寄生电容C 3放电,直至寄生电容C 2两端电压上升为V in /2,寄生电容C 3两端电压降为0,体二极管D 3导通,为下一时刻开关管Q 3零电压开通提供条件㊂1.2㊀电压增益分析为了实现较高的工作效率LLC 谐振变换器常工作在谐振点附近,因此采用基波分析法(first har-monic approximation,FHA),即只考虑基波传输能量的情况,将半桥三电平LLC 变换器的拓扑结构进行简化,逆变桥输出交流方波u ab 作为输入,保留谐振腔部分,负载和整流桥部分折算到原边的等效电阻为R ac ,简化后的拓扑如图4所示㊂图4㊀LLC 谐振变换器等效模型Fig.4㊀Equivalent model of LLC converter变频模式下,u i 和u o 分别为开关频率基波输入㊁输出的有效值,V o 为输出电压,n 为变压器变比,R ac 为等效电阻,各参数计算如下:㊀㊀㊀㊀㊀u i =2πV in;(1)㊀㊀㊀㊀㊀u o =22πnV o ;(2)㊀㊀㊀㊀㊀R ac=8n 2π2R L ㊂(3)结合图4在S 域下有Z in (s )s =j ω=L r s +1C r s +L m sR ac L m s +R ac㊂(4)则传递函数为H (s )s =j ω=u ou i=L m s //R acL r s +1C r s+L m s //R ac㊂(5)221电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第28卷㊀结合式(3)~式(5),并定义M PFM =nV o /(V in /2),则变频控制增益为M PFM =|H (s )|=1[1+1k (1-1f 2n)]2+(f n -1f n )2Q 2㊂(6)式中:归一化频率f n 为开关频率与谐振频率之比,f n =f s /f r ,f r =1/2πL r C r ;k 为励磁电感与谐振电感之比,k =L m /L r ;Q 为品质因数,Q =L r /C r /R ac ㊂根据式(6),当k =5时,在MATLAB 中可以得到变频控制的电压增益曲线,如图5(a)所示㊂图5㊀LLC 谐振变换器电压增益Fig.5㊀LLC resonant converter voltage gain移相模式下,三电平桥臂输出的交流方波表达式[13]为U ab (t )=ðɕn =1V inn πK Tsin nωs t ㊂(7)其中K T =cosn π(1-D )2-cos n π(1+D )2㊂基波角频率为ωs ,其基波分量为U ab1(t )=Vin πK T sin ωs t ㊂(8)输出电压增益与占空比D 的关系为M PS =u i V i /2=sin πD2㊂(9)根据式(9)在MATLAB 中得到移相控制的电压增益曲线,如图5(b)所示㊂2㊀软开关特性与混合控制策略2.1㊀软开关特性分析在变频模式下,原边开关管实现ZVS 的条件是在流经开关管的电流由负变正之前,开关管的电压已下降到0㊂这就要求逆变桥臂输出的电压相位滞后于谐振电流的相位,即谐振腔的输入阻抗为感性时,可以实现原边开关管的ZVS㊂对于副边整流二极管ZCS 关断问题,可以将变换器的开关频率划分为3个区间,在这3个区间里进行分析㊂当只有谐振电感L r 和谐振电容C r 参与谐振时,此时的谐振频率为f r1=1/2πL r C r ,当谐振电感L r ㊁励磁电感L m ㊁谐振电容C r 三者同时参与谐振时,此时的谐振频率为f r2=1/2π(L r +L m )C r ㊂当变换器工作在f s <f r2,ZCS,但谐振腔输入阻抗为容性,原边开关管无法实现ZVS;当变换器工作在f r2<f s <f r1时,在励磁电流与谐振电流相等时,副边整流二极管电流在下一个开关周期到来前下降为零自然关断,实现ZCS;当变换器工作在f s =f r1时,在励磁电流与谐振电流相等时,副边整流二极管在上一个开关周期结束时电流恰好下降到0,实现ZCS;当变换器工作在f s >f r 1时,在下一个开关周期到来后副边整流二极管电流还未自然下降至0,导致二极管电流强迫下降到0,未实现ZCS㊂综上,LLC 谐振变换器变频模式下要实现软开关,应工作在f r2<f s <f r1区间㊂移相控制属于定频控制,其原边开关管实现ZVS 的条件和变频控制相同,及应保证谐振腔的输入阻抗是感性,工作在f r2<f s <f r1区间,且谐振电流在死区时间内能完成相关结电容的充放电㊂不同点在于,移相控制时随着移相角的增大,有效占空比D 减小,为保证死区范围内谐振电流仍能完成相关寄生电容的充放电,须控制最小占空比㊂图2所示t 0~t 5时,励磁电流i L m 的变化率可表示为ΔI /Δt =nV o /L m ,在t 5~t 6时,由于L m 远大于L r ,i L r =i L m 近似保持不变㊂为实现Q 3零电压开通,开关321第2期胡存刚等:宽范围输入三电平半桥LLC 变换器混合控制管寄生电容C3在死区时间t d内必须通过谐振电流完成充放电㊂则:Δt=D2fs;(10)ΔI=nV o D2fs L m;(11)i L m=ΔI2ȡ2C oss U cd1td ㊂(12)联立式(10)~式(12)得最小占空比D min为D minȡ8C oss U cd1f s L mnU o t d㊂(13)参数如下:C oss=200pF;U cd1=V inmax/2;f s=f r= 100kHz;L m=63.026μH;n=1.168;U o=300V; t d=40ns㊂计算出D min=0.42,即在移相模式下要实现软开关,占空比必须大于0.42㊂2.2㊀混合控制策略由图5(a)看出在PFM模式下,当开关频率等于谐振频率即归一化频率f n=1时,电压增益恒为1,与负载大小无关;当开关频率小于归一化频率时,电压增益先增大后减小,变换器工作在升压模式;当开关频率大于归一化频率时,电压增益小于1,变换器工作在降压模式;由此可见变频模式可以实现变换器的升降压,然而在降压模式下,增益变化随频率变化并不明显,要想实现较大的增益变化范围需设置很宽的频率变化范围,而过宽的频率变化范围会导致磁性元件设计困难㊂在PS模式下,LLC谐振变换器固定开关频率,通过调节占空比D改变电压增益,增益随占空比D 减小而减小,且恒小于1㊂由此可知,在PS模式下, LLC谐振变换器工作在降压模式下㊂若想在较小的频率变化范围内实现较大的电压增益,可以将变频控制的降压部分用移相控制代替,即变换器在升压模式时采用变频控制,降压模式时采用移相控制的混合控制㊂图6为变频控制和混合控制的电压增益范围,可以看出在全变频控制方式下,归一化频率范围在f r1/f r~2,增益变化范围是M PFM,混合控制方式归一化频率范围在f r1/f r~1,增益变化范围是M PFM-PS,然而M PFM明显小于M PFM-PS,且结合上文分析在全变频控制方式下,归一化频率在1~2范围时变换器无法实现软开关㊂因此相较于全变频控制和全移相控制,混合控制可以在较小的频率变化范围内实现变换器的升降压控制,减小磁性元件的设计难度,且在全增益范围内可以实现软开关㊂图6㊀增益曲线范围Fig.6㊀Voltage gain range图7是混合控制的工作原理,变换器输出电压与参考电压进行比较做差,经过PI调节器校正进入压控振荡器,压控振荡器将电压信号转化为频率信号,计算所得开关频率与谐振频率f r比较㊂当计算频率小于谐振频率变换器工作在PFM模式下,当计算出的开关频率等于谐振频率且输出电压仍无法到达参考电压,则进入PS模式,继续调节占空比使输出电压达到参考值㊂图7㊀混合控制框图Fig.7㊀Hybrid control block diagram表1是常采用混合控制的不同的LLC拓扑的对比,三电平半桥LLC较三电平全桥LLC而言,原边开关管承受的电压应力相同,但三电平全桥LLC 开关管数量是三电平半桥LLC的一倍,相同的控制方式三电平全桥控制要更加困难,且在中低功率的应用场合三电平全桥LLC成本较三电平半桥LLC421电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第28卷㊀更大㊂全桥LLC 和三电平半桥LLC 有相同数量的开关管数目,但全桥LLC 每个开关管承受的电压应力是半桥LLC 的一倍,这也意味着在较宽输入电压的范围,全桥LLC 开关管的选择要更加苛刻㊂因此在采用混合控制的宽输入中低功率的电源中三电平半桥LLC 拓扑是比较合适的选择㊂表1㊀采用混合控制的LLC 拓扑特性对比Table 1㊀Comparison of LLC topology characteristics usinghybrid control拓扑类型开关管应力开关管数量控制难度应用场合三电平半桥LLC[14]V in /24易中低功率三电平全桥LLC [15]V in /28难高功率全桥LLCV in4易高功率3㊀仿真与实验验证为验证本文所提出的混合控制策略的有效性,进行了仿真验证,并设计了输入范围500~800V㊁输出300V /15A 和额定功率4.5kW 的LLC 谐振变换器实验平台,实物如图8所示㊂变换器的电路参数如表2所示㊂表2㊀主要电路参数Table 2㊀Main circuit parameters㊀㊀参数数值直流母线C d1㊁C d2/μF 220飞跨电容C ss1/μF 220谐振电感L r /μH 12.6谐振电容C r /nF 200励磁电感L m /μH63.026变压器变比n 1.165ʒ1谐振频率f r /kHz 100滤波电容C o /μF156负载R L /Ω20图8㊀LLC 谐振变换器实验平台Fig.8㊀Experimental platform of LLC converter3.1㊀仿真验证仿真中,设置输入电压为电压600V,输出电压300V㊂由图9(a)LLC 谐振变换器在启动时不采用软起动,启动瞬间浪涌电流接近112A,瞬时的大电流除了会造成硬件过流保护的误触动,也会损坏器件,严重时会烧坏整个变换器;图9(b)采用软启动控制,设定PI 输出初始值3f s ,经压控振荡器转换得到3f s 的PWM 波增大谐振腔的输入阻抗,实现软启动,软启动瞬间电流接近20A,之后开关缓慢减低频率到正常工作频率,浪涌电流较不采用软启动时相比有较大的减小㊂图9㊀谐振腔电流波形Fig.9㊀Waveforms of resonant chamber current图10是副边二极管的电流i d ㊁电压U d ,由图可以看出混合控制下,PFM 模式和PS 模式均能实现副边的ZCS㊂由仿真结果可知,在给定额定电压时,LLC 谐振变换器能实现软启动,进行浪涌电流的抑制,在稳态过程中能够实现一次侧开关管ZVS,二次侧整流二极管ZCS㊂与理论分析一致㊂图10㊀稳态时二极管电压和电流波形Fig.10㊀Waveforms of diode voltage and current521第2期胡存刚等:宽范围输入三电平半桥LLC 变换器混合控制在仿真中设置模式切换点电压为700V,输入电压低于700V 时采用变频控制,高于700V 采用移相控制㊂由图11可知,在0.025s 输入电压由600V 切换至800V,LLC 变换器由变频控制切换为移相控制(PFM-PS),在0.055s 输入电压切换至500V 控制模式,由移相控制再切换至变频控制(PS-PFM),输出电压能够稳定在参考电压300V㊂图11㊀恒压输出混合控制波形Fig.11㊀Waveforms of hybrid control在模式切换处时,为防止输出在切换点来回振荡,状态切换点不能设置为单一点,应设置为滞环控制如图12所示,当输入电压上升至PFM 模式最大调节值时切换为PS 模式;当输入电压下降至PS 模式调节最小值时,切换为PFM 模式㊂因此PFM 最大值应比PS 模式调节最小值高,继而形成一个缓冲区,使得电路能够可靠切换,避免了单点切换的不稳定振荡㊂图12㊀切换点滞环控制Fig.12㊀Switching point of hysteresis loop control3.2㊀实验验证为验证所提出方案的可行性,搭建一台4.5kW 实验样机,设置输出电压为300V,在保证LLC 谐振变换器一次侧实现ZVS 的条件下,控制LLC 谐振变换器输入电压500~800V 进行验证㊂图13是变换器工作时软启动波形,其中CH3是谐振电流,CH2是谐振腔输入电压,CH1是输出电压,从图13可以看出在启动瞬间开关频率较高,启动时的浪涌电流小,当电压上升至150V 时,变换器进入闭环,开关频率逐渐降低至正常工作频率㊂图13㊀软启动波形Fig.13㊀Soft-start waveform图14是开关管Q 1驱动电压V gs 和漏源极电压V ds 波形图,CH1是开关管漏源极电压,CH2是驱动电压,在漏源极电压下降至0时,驱动电压开始上升,开关管实现ZVS㊂图14㊀Q1开关管V gs 和V ds 电压波形Fig.14㊀Voltage waveforms of Q1V gs and V ds图15为输入500V /670V 下LLC 变换器在PFM 模式下实验波形㊂图15(a)中,CH3是谐振电流,CH2是谐振腔输入电压,CH3是变压器二次侧电流,CH1是输出电压㊂由图15(a)可以看出,在PFM 模式下谐振电流近似于正弦波,变压器二次侧电流处于断续模式,即整流二极管实现ZCS,输出电压稳定,纹波较小㊂图15(b)中,CH1是DSP 侧驱动波形,从图中看出随着输入电压升高工作频率也升高,导致了驱动波形产生尖峰,二次侧电流处于断续模式的临界位置,谐振电流愈发接近正弦波㊂621电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第28卷㊀图15㊀PFM模式下实验波形Fig.15㊀Waveforms of PFM under500V/670Vinput voltage图16为输入电压为800V下LLC谐振变换器工作在PS模式的实验波形,CH1是DSP侧驱动波形,CH2是谐振腔输入电压,CH3是谐振电流,CH4是整流二极管波形㊂由图16可以看出,在移相模式下谐振电流依旧近似正弦波,整流二极管电流工作在断续模式下,能够实现ZCS,输入电压的零电平占比明显上升,驱动电压与PFM模式工作在最大频率下相似㊂图16㊀800V输入下PS实验波形Fig.16㊀Waveform of PS under800V input voltage图17是变换器模式切换波形,变换器在切换点处由PS模式切换至PFM,其中CH3是谐振电流, CH1是开关管Q1DSP侧驱动波形㊂图17㊀PFM-PS切换波形Fig.17㊀Switching waveform of PFM-PS为对比全变频控制与混合控制效率,在除变压器匝比和谐振腔参数不同其余指标完全相同的两台样机上进行实验,结果如图18所示㊂从图中可以看出,相同输入电压时混合控制和全变频控制开关频率和效率并不相同,混合控制在模式切换点处达到最大效率96.1%,全变频控制在最大输入电压时达到最高效率95.3%,两种控制方式均在谐振频率处达到最大效率㊂但相较于全变频控制,混合控制的最大效率提高了1%左右,且LLC谐振变换器常工作于模式切换点处,因此采用混合控制的三电平半桥LLC谐振变换器在工作范围内的效率整体要高于全变频控制㊂图18㊀混合控制和全变频控制效率对比Fig.18㊀Efficiency comparison of PFM-PS and PFMmethod4㊀结㊀论本文针对三电平半桥LLC谐振变换器的电压增益问题,通过对其工作原理㊁增益特性㊁软开关特721第2期胡存刚等:宽范围输入三电平半桥LLC变换器混合控制性以及控制方式进行分析,提出一种PFM-PS的混合控制策略,在保证变换器全范围内能实现软开关的条件下,提高了电压增益范围,减小了频率变化范围,使得变换器磁性元件设计难度降低㊂搭建仿真和实验平台对混合控制策略进行验证㊂结果表明本文提出的混合控制策略较传统的变频控制策略在相同的频率变化范围下具有更宽的电压增益范围和更高的效率㊂参考文献:[1]㊀王德玉,李沂宸,赵清林,等.采用定频移相控制的宽输出范围多电平LLC谐振变换器[J].中国电机工程学报,2023,43(5):1973.WANG 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三电平逆变器.
三电平逆变器控制方法
单脉冲控制
当ɑ=0时，逆变器各桥臂开关函数以及对应负载上a相输 出电压波形为
三电平逆变器控制方法
单脉冲控制
当0<ɑ<30度时
三电平逆变器控制方法
单脉冲控制
当ɑ=30度时
三电平逆变器控制方法
单脉冲控制
当30度<ɑ<60度时
三电平逆变器控制方法
单 脉 当冲 控 制 度 时 ， 度 度 时 ɑ=60 60 <ɑ<90
三电平逆变器基本原理
工作原理分析
为了便于分析，定义三个理想开关函数：
1( p ) Ta1和Ta 2导通 S A 0(o) Ta 2和Ta 3导通 1( n ) T 和T 导通 a3 a4
三电平逆变器基本原理
工作原理分析
1( p ) Tb1和Tb 2导通 S B 0(o) Tb 2和Tb 3导通 1( n ) T 和T 导通 b3 b4
三电平逆变器基本原理
工作原理分析
由 SA、SB、SC 组成的电路共有3×3×3=27种组合， 对应主电路有27种工作模式，开关状态及相应电 压值如表所示
三电平逆变器基本原理
三电平逆变器基本原理
三电平逆变器控制方法
单脉冲控制
输出交流量的每半个周期中只有一块宽度可随控制角α调节 的矩形电压或电流脉冲，称单脉冲工作方式，即方波调制； 其输出频率通过脉冲周期进行调节，而输出量的有效值由脉 冲持续时间决定
三电平逆变器控制方法
SPWM控制
开关电感型Z源三电平逆变器直流链电压控制研究
开关电感型Z源三电平逆变器直流链电压控制研究王晓刚;张杰【摘要】开关电感型Z源三电平中点钳位式逆变器在高压大功率场合有着广阔的应用前景,它输出的交流电压质量取决于直流链电压,因此有必要对直流链电压采取闭环控制.利用状态空间法和小信号扰动法推导了直通占空比至Z源网络电容电压的传递函数,其零极点分布表明,该传递函数具有非最小相位特性.设计了以电容电压误差、电容电压误差的积分、电感电流误差为状态变量的滑模控制器,通过控制Z 源阻抗网络电容电压间接控制直流链电压,推导出滑模控制率,并设计了满足存在性和稳定性条件的滑模系数.仿真结果表明,设计的滑模控制器使直流链电压具有优良的动静态性能.%The switched-inductor Z-source three-level neutral-point-clamped inverter has a wide and promising prospect in high power applications.The AC voltage quality of the inverter output depends on the its DC-link voltage,therefore it is necessary to control this voltage in a closed loop.In this paper,the state space and the small-signal disturbance methods are used to deduce the transfer function from shoot-through duty ratio to Z-source network capacitor voltage.The pole-zero location indicates that the transfer function has non-minimum phase behavior.The DC-link voltage is controlled indirectly by a sliding mode controller,which uses capacitor voltage error,the integral of capacitor voltage error and inductor current error as state variables.The sliding mode control law is deduced and the sliding mode coefficients are designed to meet existence and stable conditions.Simulations are conducted to verify the excellent stable and transient characteristics of the designed sliding mode controller.【期刊名称】《电网与清洁能源》【年(卷),期】2017(033)010【总页数】8页(P1-8)【关键词】Z源逆变器;三电平;中点钳位;直流链电压;非最小相位;非线性;滑模控制【作者】王晓刚;张杰【作者单位】广州大学机械与电气工程学院,广东广州510006;广州大学机械与电气工程学院,广东广州510006【正文语种】中文【中图分类】TM464三电平中点钳位式（neutral point clamped，NPC）逆变器具有开关器件电压应力为两电平逆变器的一半、开关频率低等优点，因此在大功率场合得到广泛的应用[1-4]。
5第五章--逆变电路教学教材
5-18
5.2.2 三相电压型逆变电路
典型的三相电压型逆变电路（变压变频调速器）
5-19
5.2.2 三相电压型逆变电路
三个单相逆变电路可组合成一个三相逆变电路 应用最广的是三相桥式逆变电路
图5-9 三相电压型桥式逆变电路
5-20
5.2.2 三相电压型逆变电路
基本工作方式——180° 导电方式
2）电压型逆变电路的特点
(1)直流侧为电压源或 并联大电容，直流侧电压 基本无脉动。
(2)输出电压为矩形波， 输出电流因负载阻抗不同 而不同。
(3)阻感负载时需提供 无功功率。为了给交流侧 向直流侧反馈的无功能量 提供通道，逆变桥各臂并 联反馈二极管。
图5-5 电压型全桥逆变电路
5-12
5.2 电压型逆变电路
V4的栅极信号分别比V2、
V1的前移180°－。输 出电压是正负各为的脉
冲。
改变就可调节输出电压。
图5-7 单相全桥逆变 电路的移相调压方式
uG1
O
u G2 O
u G3 O
u G4 O
u
o
io
io
O
t1 t2
a)
uo t
3
b)
t t t t t
5-17
5.2.1 单相电压型逆变电路
3） 带中心抽头变压器的逆变电路
uo
o Ud
Ud
io
o
t3 t4
t1 t2
t5 t6
V1
V2
V1
V2
V4
V3
V4
V3
VD1 VD2 VD1 VD2
VD4 VD3 VD4 VD3
t t t
t
三电平NPC逆变器SVPWM控制策略及中点电位平衡研究
三电平NPC逆变器SVPWM控制策略
三电平NPC逆变器SVPWM控制策略
SVPWM是一种先进的空间矢量调制技术，通过将一个采样周期内的三个电压矢 量分配到两个开关器件上，可以获得与常规PWM相比更高的调制效率和更好的输 出波形质量。对于三电平NPC逆变器，SVPWM控制策略的关键是选取合适的调制方 式、脉宽调制参数和中点电位控制策略。
中点电位平衡研究
中点电位的影响主要有以下几个方面：
中点电位平衡研究
1、输出波形质量：中点电位不平衡会导致输出波形畸变，产生谐波污染；
中点电位平衡研究
2、开关器件的可靠性：中点电位不平衡会导致开关器件承受电压增大，降低 其可靠性；
中点电位平衡研究
3、系统的稳定性：中点电位不平衡会影响系统的稳定运行，可能导致系统振 荡甚至崩溃。
结论与展望
结论与展望
本次演示对三电平NPC逆变器SVPWM控制策略及中点电位平衡问题进行了深入 研究，提出了一种有效的控制方法。实验结果表明，该方法可以有效提高逆变器 的性能和可靠性。然而，在实际应用中仍存在一些问题需要进一步探讨，例如如 何进一步优化脉宽调制参数和中点电位平衡控制策略，以获得更好的输出波形质 量和系统稳定性。
三电平NPC逆变器SVPWM控制策略
电流跟踪控制参数也是SVPWM控制策略的重要组成部分。本次演示采用PI （Proportional-Integral）控制器来实现电流跟踪控制，通过调节PI控制器的 参数，达到快速跟踪输出电流的目的。
中点电位平衡研究
中点电位平衡研究
中点电位平衡问题是三电平NPC逆变器运行过程中的一个关键问题。中点电位 的平衡与否直接影响到逆变器的性能和可靠性。中点电位的产生原因是逆变器两 个半桥中点电压的差值，它可能会导致半桥电容充放电不平衡，进而影响逆变器 的正常工作。
变电站10kV母线三相电压不对称现象浅析
变电站10kV母线三相电压不对称现象浅析变电站是电压和能量转化为电力系统、接收和分配的地方。
10kv电压的电能质量直接影响用户的电能质量。
三相电压不平衡是指电力系统三相电压幅值不一致，幅值超过规定区间。
三相电压不平衡会导致严重后果，如电气设备损坏和驱动器关闭。
标签：10kV母线;相电压;不对称;分析引言金店运维团队管辖的110千伏冯村站，最近出现了很多10kV电压不对称现象，引起了我的注意。
10 kV母线负载不对称，主要为附近的钢厂和奎山水泥厂供电。
在满负荷生产期间，它对变压器的安全和成本效益有重大影响，经常导致低压侧10 kV母线三相电压的异常指示。
作为现场的电气操作人员，根据实际操作情况和10 kV负荷情况，本文对某些异常情况进行了分析，以便大家很好地了解，从而更好地做好今后的电力工作。
1 三相交流电源电压的对称和不对称三相电源通常为115 / 200伏、400赫兹。
理想的功率状态是115/200伏、400赫茲三相恒定电压和120度三相相位差。
然而，在实际工程应用中，特征三相功率曲线提供了其正常功能的极限，并呈现出与理论数据的一些偏差。
通常，当三相负载在给定间隔内变化时，三相固定电压幅度不超过3 v，相位差不超过8度，并且三相电压是对称的。
所生产的变电站通常是对称的，而合格的电力系统在地面和飞行中经过全面测试，以满足电力对称要求。
在当今的电力系统中，随着大功率电源的增加和消除，三相电源的对称性（或平衡）会受到影响，有时甚至会克服电力系统允许的波动。
三相饮食的不对称性被定义为三相电压根据电力系统的正常功能而不同。
张力不对称通常用最大相张力和最小相张力之差来表示。
当相间的不对称负载达到标称电流的15%，并且最大相电压和最小相电压之间的差值大于3 v时，认为相位不对称。
不对称指数也可以表示为相张力和三相平均电压之间差值的最大值之比的百分比。
相位张力对称性是影响稳态电压极限的主要因素，也是馈电质量的指标之一。
三相逆变器的三相不平衡工况
三相逆变器的三相不平衡工况三相逆变器是一种将直流电转换为交流电的装置，广泛应用于光伏发电系统、风力发电系统等可再生能源领域。
在实际工作中，三相逆变器可能会面临三相不平衡的工况，即三个输入相电压的幅值和相位不完全一致，这会对逆变器的性能和运行产生影响。
下面将详细探讨三相逆变器在三相不平衡工况下的运行特点和问题解决方法。
首先，三相逆变器在三相不平衡工况下可能会出现输出电流不平衡的问题。
由于输入相电压的不一致，逆变器的电流控制策略可能无法精确地将三相输出电流保持一致。
这会导致逆变器的输出电流存在不平衡的情况，其中一个相的电流将偏离设计值，导致输出功率不稳定。
为了解决这个问题，可以通过改进逆变器的控制策略来实现对输出电流的平衡控制。
例如，可以采用基于电流的控制方法，通过对输出电流进行实时调整，使得三相电流的幅值和相位尽可能接近。
其次，三相不平衡工况还可能导致逆变器的运行效率下降。
由于输入相电压的不一致，逆变器可能需要在输出电压的调整过程中加入更多的无功功率补偿。
这会导致逆变器的无功损耗增加，从而降低整个系统的效率。
为了解决这个问题，可以在逆变器设计中加入无功补偿控制回路，通过监测输入相电压和输出电压的不平衡程度，实时调整逆变器的无功补偿策略，最大限度地减小无功损耗，提高系统的效率。
另外，三相不平衡工况还可能对逆变器的电磁兼容性产生不良影响。
由于输入相电压的不一致，逆变器的输出电流和电压会存在谐波分量。
这些谐波分量会产生额外的电磁辐射，可能对其他电子设备和系统产生干扰。
为了解决这个问题，可以在逆变器设计中引入滤波器和抑制器，对输出电流和电压的谐波分量进行抑制。
此外，还可以采用其他电磁兼容性措施，如优化逆变器的线路布局、增加屏蔽措施等，进一步减小电磁辐射和干扰的概率。
综上所述，三相逆变器在三相不平衡工况下可能会面临多种问题，包括输出电流不平衡、运行效率下降和电磁兼容性不良等。
为了解决这些问题，可以采取一系列措施，如改进控制策略、增加无功补偿控制回路、引入滤波器和抑制器等。
三电平移相全桥拓扑-概述说明以及解释
三电平移相全桥拓扑-概述说明以及解释1. 引言1.1 概述随着电力系统的不断发展和电子技术的快速进步，电力变换和传输技术也在不断更新和改变。
在现代电力系统中，为了满足能源转换和传输的高效性和可靠性要求，采用了多种不同的拓扑结构。
其中，三电平移相全桥拓扑是一种重要且常用的拓扑结构。
三电平移相全桥拓扑是一种用于电力变换的拓扑结构，其设计旨在提高能源转换的效率和可靠性。
它是由三个电平移相全桥电路组成，每个电路中包含有多个功率开关器件和能量存储元件。
通过合理控制这些功率开关器件的开关状态，三电平移相全桥可以实现对输入电源的变换和控制，进而将能量传输到所需的负载上。
与传统的单电平全桥拓扑相比，三电平移相全桥拓扑具有许多优势。
首先，它可以提供更高的功率密度和更低的电压应力，减小了功率开关器件的损耗和热度。
其次，三电平移相全桥拓扑可以降低电磁干扰和谐波失真，提高电力系统的稳定性和可靠性。
此外，借助现代功率电子器件的快速开关特性，它还能够实现高频谐振和轻负载工作，进一步提高了系统的效率和性能。
在本文中，我们将深入探讨三电平移相全桥拓扑的关键原理和工作机制。
我们将介绍其基本结构和工作模式，并重点讨论其优点和在电力系统中的应用。
此外，我们还将讨论相关的控制策略和技术，以及三电平移相全桥拓扑的未来发展方向。
通过对这些内容的全面分析和研究，我们可以更好地理解三电平移相全桥拓扑在电力变换和传输中的重要性和价值，为电力系统的设计和优化提供参考和指导。
1.2 文章结构文章结构部分的内容可以包括以下内容：文章结构是指整篇文章的组织和布局方式，为读者提供了一个清晰的阅读指南。
本文将按照以下结构组织：1. 引言：介绍三电平移相全桥拓扑的背景和重要性，并概述本文的主要内容。
2. 正文：深入讲解三电平移相全桥拓扑的相关要点，包括以下内容：2.1 三电平移相全桥拓扑要点1：详细介绍该拓扑结构的原理、特点和工作原理。
包括对拓扑结构中的各个组成部分（如IGBT、二极管等）的功能和作用进行阐述。