-逆变器输出滤波器计算-
逆变器输出滤波电感设计(周洁敏)
周洁敏调制方式有2种：单极性调制和双极性调制单极性调制（桥）双极性调制（推挽）正弦脉宽调制技术SPWMU 某点正弦波幅值N I f U U D I f U U D I f u U L k L πsin π22o 1o dc max o o d k ,ko,dc βαα⋅⋅⋅⋅-=⋅⋅⋅-=⋅∆⋅-=+最大电感量而且随着正弦波的调制，磁芯的直流工作点按正弦规律（50Hz ）在磁滞回线的1和3象限移动。
可以获得比较稳定的电感材料是气隙磁芯δA cR c R δΦu (t)i （t ）Nl cμ20c A L N μδ=电感不同于变压器，需要储存能量，开气隙后可以储存磁场能量，并使电感量稳定。
即电感为逆变器交流滤波电感中的磁密波形双极性调制单极性调制B L 曲线是曲线Ⅰ减去曲线Ⅱ积分所得，但是很难用精确的数学表达式表示。
输出正弦波输入为AB 端电压波形()t t U u NA B d sin 21π20o AB e L ⎰-=∆ω交流滤波电感不但有基波分量，而且叠加较大的高频分量，磁芯选择不仅要考虑基波损耗，而且要考虑磁芯涡流损耗。
同时线圈中除了流过基波电流，还要流过高次谐波电流，线圈应当考虑高频电流损耗。
纵坐标放大的结果线圈窗口利用率自然冷却经验值K1线圈损耗等于磁芯损耗K2210.707K K各种系数与电感类型的关系决定热阻R T 和允许损耗磁芯损耗线圈损耗损耗热阻最大允许温升决定损耗极限lim /thP T R =∆允许温升由设计需求确定th 20/R K W=。
逆变器输出滤波电感设计 周洁敏
周洁敏调制方式有2种：单极性调制和双极性调制单极性调制（桥）双极性调制（推挽）正弦脉宽调制技术SPWMU 某点正弦波幅值N I f U U D I f U U D I f u U L k L πsin π22o 1o dc max o o d k ,ko,dc βαα⋅⋅⋅⋅-=⋅⋅⋅-=⋅∆⋅-=+最大电感量而且随着正弦波的调制，磁芯的直流工作点按正弦规律（50Hz ）在磁滞回线的1和3象限移动。
可以获得比较稳定的电感材料是气隙磁芯δA cR c R δΦu (t)i （t ）Nl cμ20c A L N μδ=电感不同于变压器，需要储存能量，开气隙后可以储存磁场能量，并使电感量稳定。
即电感为逆变器交流滤波电感中的磁密波形双极性调制单极性调制B L 曲线是曲线Ⅰ减去曲线Ⅱ积分所得，但是很难用精确的数学表达式表示。
输出正弦波输入为AB 端电压波形()t t U u NA B d sin 21π20o AB e L ⎰-=∆ω交流滤波电感不但有基波分量，而且叠加较大的高频分量，磁芯选择不仅要考虑基波损耗，而且要考虑磁芯涡流损耗。
同时线圈中除了流过基波电流，还要流过高次谐波电流，线圈应当考虑高频电流损耗。
纵坐标放大的结果线圈窗口利用率自然冷却经验值K1线圈损耗等于磁芯损耗K2210.707K K各种系数与电感类型的关系决定热阻R T 和允许损耗磁芯损耗线圈损耗损耗热阻最大允许温升决定损耗极限lim /thP T R =∆允许温升由设计需求确定th 20/R K W=。
三相PWM逆变器输出LC滤波器设计方法
三相PWM逆变器输出LC滤波器设计方法一、本文概述随着可再生能源和电力电子技术的快速发展，三相PWM（脉宽调制）逆变器在电力系统中得到了广泛应用。
为了改善逆变器的输出波形质量，降低谐波对电网的污染，LC滤波器被广泛应用于逆变器的输出端。
本文旨在探讨三相PWM逆变器输出LC滤波器的设计方法，分析滤波器的主要参数对滤波效果的影响，为工程师提供一套实用的滤波器设计流程和指导原则。
本文将首先介绍三相PWM逆变器的基本工作原理和LC滤波器的功能特点，然后详细阐述LC滤波器的设计步骤，包括电感、电容参数的选取，滤波器截止频率的计算等。
接着，本文将通过仿真和实验验证所设计的LC滤波器的性能，分析滤波效果与滤波器参数之间的关系。
本文将总结滤波器设计的关键因素，并给出一些实用建议，以帮助工程师在实际应用中更好地设计和优化LC滤波器。
通过本文的阅读，读者可以全面了解三相PWM逆变器输出LC滤波器的设计原理和方法，掌握滤波器参数的选择和优化技巧，为提升逆变器输出波形质量和电网稳定性提供有力支持。
二、三相PWM逆变器基础知识三相PWM（脉冲宽度调制）逆变器是一种电力电子设备，用于将直流（DC）电源转换为三相交流（AC）电源。
它是许多现代电力系统中不可或缺的一部分，特别是在可再生能源领域，如太阳能和风能系统中。
了解三相PWM逆变器的基础知识是设计其输出LC滤波器的前提。
三相PWM逆变器的基本结构包括三个独立的半桥逆变器，每个半桥逆变器都连接到一个交流相线上。
每个半桥由两个开关设备（通常是绝缘栅双极晶体管IGBT或功率MOSFET）组成，它们以互补的方式工作，以产生所需的输出电压波形。
PWM控制是逆变器的核心。
它涉及快速切换开关设备，以便在平均意义上产生所需的输出电压。
通过调整每个开关设备的占空比（即它在任何给定时间内处于“开”状态的时间比例），可以精确地控制输出电压的大小和形状。
三相PWM逆变器的一个关键特性是它能够产生近似正弦波的输出电压。
SPWM高频全桥逆变-输出LC滤波c
最近开始做逆变了，现在正在对各电路各个参数计算，现在后面LC滤波这块理解不够透彻。
滤波器设计目标包括：输出电压的谐波含量小；滤波参数和体积较小；滤波器的阻频特性好；滤波系统消耗的功率小等等。
一、首先我们可以看到，高频逆变器输出通常有两种滤波方式：
我认为LC与LCL的滤波方式，效果应该一样的，LCL分为两块电感只将容量分到两个电感上，与变压器串并联相似。
二、截止频率设计
一般PWM逆变器采用LC低通滤波器，对于LC滤波器的设计，首先考虑的就是截止频率，以消除逆变器输出电压中高于截止频率中的低次谐波。
文献中描述：
10f1<FL<FHAR(MIN)< style="FONT-SIZE: 14px" jQuery1319813938750="21" P>
f1基波频率，fhar(min)最低次谐波频率，fL截止频率。
通常载波频率远大于10倍基波频率，fL可选载波频率的1/10~1/5。
老寿先生1KW逆变器中：采用LCL滤波。
L为1mH，C为4.7uF，载波频率20K,基波50HZ。
我们可以得到截止频率：1.6K 在设计范围之内。
最佳效果可能还不要实际调试。
三、绕线线径设计
线径设计时，我首先看的是过电流能力。
已载波20KHZ为例，趋肤深度0.5mm。
如果要求4A电流，铜线电流密度取6A/mm2。
因此可直接用1mm线绕。
还有很多问题不是太清楚，请大家指教！
磁环的功率容量，也就该选多大尺寸的磁环等等。
三相并网逆变器LCL滤波器的参数设计与研究
三相并网逆变器LCL滤波器的参数设计与研究一、本文概述随着可再生能源的快速发展，三相并网逆变器在电力系统中的应用越来越广泛。
然而，并网逆变器产生的谐波会对电网造成污染，影响电能质量。
为了减小谐波对电网的影响，LCL滤波器被广泛应用于三相并网逆变器中。
LCL滤波器具有优良的滤波性能和高效率，因此，对LCL滤波器的参数设计进行研究具有重要意义。
本文旨在对三相并网逆变器的LCL滤波器参数设计进行全面研究。
介绍三相并网逆变器的基本原理及LCL滤波器的结构和功能；然后，分析LCL滤波器的主要参数（包括电感、电容等）对滤波器性能的影响，建立相应的数学模型；接着，根据电网谐波标准和电能质量要求，提出一种有效的LCL滤波器参数设计方法，并通过仿真和实验验证该方法的可行性和有效性；对LCL滤波器的优化设计和未来发展趋势进行讨论。
本文的研究不仅有助于提升三相并网逆变器的电能质量，还可为相关领域的研究提供有益的参考和借鉴。
二、三相并网逆变器与LCL滤波器的基本原理三相并网逆变器是一种将直流（DC）电源转换为三相交流（AC）电源的设备，主要用于将可再生能源（如太阳能、风能等）生成的直流电转换为适用于电网的交流电。
其核心功能是实现电能的转换与控制，以满足电网对电能质量的要求。
三相并网逆变器通常包括功率开关管、滤波器和控制策略等部分，其中滤波器的设计对于减小逆变器输出电流中的谐波分量，提高电能质量具有关键作用。
LCL滤波器是一种三阶滤波器，由电感（L）、电容（C）和另一个电感（L）组成，其结构特点是在电容两侧各有一个电感。
这种结构使得LCL滤波器在高频段具有较大的阻抗，而在低频段具有较小的阻抗，因此能够有效地滤除逆变器输出电流中的高频谐波分量，同时减小滤波器对逆变器输出电压的影响。
在三相并网逆变器中，LCL滤波器通常连接在逆变器的输出端，用于滤除逆变器输出电流中的谐波分量。
滤波器的设计需要综合考虑滤波效果、系统稳定性、成本等多个因素。
逆变器滤波器参数设置
1滤波特性分析输出滤波方式通常可分为：L 型、LC 型和LCL 型，滤波方式的特点比较如下：(1)中的单L 型滤波器为一阶环节，其结构简单，可以比较灵活地选择控制器且设计相对容易，并网控制策略不是很复杂，并网容易实现，是并网逆变器常用的滤波方式。
缺点在于其滤波能力有限，比较依赖于控制器的性能。
(2)中的LC 型滤波器为二阶环节，C 的引入可以兼顾逆变器独立、并网双模式运行的要求，有利于光伏系统功能的多样化。
然而，滤波电容电流会对并网电流造成一定影响。
(3)中的LCL 型滤波器在高频谐波抑制方面更具优势，在相同高频电流滤波效果下，其所需总电感值较小。
但因为其为三阶环节，在系统中引入了谐振峰，必须引入适当的阻尼来削减谐振峰，这就导致了其控制策略复杂，系统稳定性容易受到影响。
当三相光伏逆变器独立运行时，一般均采用LC 型滤波方式。
并网逆变器的滤波器要在输出的低频段（工频50Hz）时要尽量少的衰减，而要尽量衰减输出的高频段（主要是各次谐波）。
采用伯德图来分析各种滤波器的频域响应。
[1]一般并网逆变器滤波部分的电感为毫亨级，电容为微法级，这里电感值取1m H,电容取100u F，电感中的电阻取0.02Ω，在研究LCL滤波器时，取电感值为L1=L2=0.5m H，电阻R1=R2=0.01Ω。
对于单电感滤波器，以输入电压和输出电流为变量，并且实际的电感中含有一定电阻，其传递函数为：对于采用LC 滤波器的并网逆变器，在并网运行时，电网电压直接加在滤波器中的电容两端，因此此时电容不起滤波作用，可以看作是一个负载，从滤波效果上来说，它等同于单电感滤波器。
并且对于被控量选取为电感电流IL 的采用LC滤波的并网逆变器，由于有电容的作用，其控制电流IL与实际输出电流Io 之间有如下图所示：上式中可以看出，电感电流LI 将受到电网电压gU 的变化与并网电流0I 的影响。
所以在控制过程中要参照电网电压的有效值不断调整基准给定的幅值与相位。
三相电压型逆变电路原理
三相电压型逆变电路原理
三相电压型逆变电路是一种能够将直流电能转换为交流电能的电路。
它主要由三相全桥逆变器、输出滤波器和控制电路组成。
在三相电压型逆变电路中，输入信号为直流电源，通过三相全桥逆变器将直流电压转换为交流电压。
三相全桥逆变器由六个功率开关管和反并联二极管组成，通过控制这些功率开关管的导通和关断，可以实现对输出交流电压的控制。
输出滤波器主要用于平滑转换后的交流电压，去除其中的谐波成分，并提供稳定的输出电压。
常见的输出滤波器包括电感滤波器和电容滤波器。
控制电路通过对逆变器的控制，实现对输出电压的调节和保护功能。
常见的控制方法包括PWM控制和SPWM控制。
PWM
控制通过不同占空比的脉宽调制，实现对输出电压的调节；SPWM控制则通过不同频率的正弦波形来控制输出电压的形
状和频率。
三相电压型逆变电路广泛应用于工业生产中，可以将直流电源转换为三相交流电源，满足各种电气设备的供电需求。
同时，由于逆变电路具有高效、可靠和稳定的特性，被广泛应用于太阳能发电、风力发电等可再生能源领域。
PWM型逆变器输出LC滤波器参数设计 自己 的
目录
1.LC滤波器设计原则
1.1. 原则1
输出额定电流时，电抗器上电压降应该小于额定输出电压的10%。
即满足：
ωLI N≤10%U N
1.2. 原则2
滤波电容上损耗的电流应该小于额定输出电流的10%。
即满足：
ωCU0≤10%I N
1.3. 原则3
ＬＣ滤波器截止频率应该远小于输出交流的最低次谐波频率，并且远大于基波频率，一般取1/10到1/5的载波频率。
f s 10<f L<
f s
5
2.设计步骤
2.1. 计算电抗器电感值
根据原则1计算电抗器的电感值，一般取
ωCU0≤10%I N
以保证滤波效果。
2.2. 选择截止频率
根据原则2选取LC滤波器的截止频率f L。
2.3. 计算滤波电容
根据计算出的电感和选取的截止频率，计算电容值。
截止频率公式为：
f L=
1
2π√LC
可以得到
C=1
L
ωL2，式中，角频率ωL=2πf L
电容的基波电流参数可以由下式计算:
I C=ω1CU O 式中，ω1是基波角频率，U O是额定输出电压。
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输出滤波器的计算一、滤波器选择的部分指标（1）逆变电源的空载损耗是逆变电源的重要指标之一。
空载损耗与空载时滤波器的输入电流有关，电流越大，损耗越大，原因有以下两个方面：一方面，滤波器的输入电流越大，逆变开关器件上的电流越大，逆变器的损耗就越大；另一方面，空载时滤波器的输入电流也流过电抗器及电容器，电流增大也会使电抗器及电容器的损耗增大。
所以从限制空载电流的角度来讲，空载时滤波器的输入电流不能太大。
一般的，空载时滤波器的输入基波电流不能超过逆变电源的额定输出电流的30%。
设I m 表示空载时输入滤波器的输入基波电流的有效值，U 0表示输出电压基波的有效值，Wo 为基波角频率，则由图1可得： 00Im CU ω= （1）有上式可知，空载时滤波器输入基波电流的大小与C 成正比。
所以从限制逆变电源空载损耗的角度来讲，LC 滤波器的电容之不能太大。
（2）逆变电源对非线性负载的适应性指标逆变电源对非线性负载的适应性是衡量逆变电源性能优劣的重要指标。
非线性负载之所以会引起逆变电源输出电压波形的畸变，是因为非线性负载时一种谐波电流源，它产生的谐波电流在逆变电源输出阻抗上产生谐波压降，从而引起输出电压波形畸变。
可见逆变电源的输出阻抗直接关系着逆变电源对非线性负载的适应性，输出阻抗越小，逆变电源的输出阻抗直接关系着逆变电源对非线性负载的适应性，输出阻抗越小，逆变电源对非线性负载适应性越好。
开环时逆变电源的输出阻抗就是LC 滤波器的输出阻抗，根据公式LC L Z 201ωω−=（2）在L 、C 乘积恒定时，L 越小，则输出阻抗值越小。
当逆变电源采用电容电流及电压瞬时值反馈控制方案时，可以得到和开环时相同的结论。
综上说述可以得到以下两点结论：1）在L 、C 之积恒定时，L 越小，逆变电源的输出阻抗越小，逆变电源对非线性负载的适应性越好；2）L 越小，越不容易出现过调制，逆变电源对非线性负载的适应性越好。
、（3）在采用同步调制控制方式的逆变电源中，频率为（2ωs -ω0）的谐波是逆变器输出PWM 波中复制最高的谐波，它对输出电压的波形影响最大。
输出电压中，只要频率为（2ωs -ω0）的谐波符合要求，则其他高次谐波含量均能符合要求。
所以在这种情况下设计LC 滤波器是，只需考虑滤波器对（2ωs -ω0）频率谐波的衰减。
二、输出LC 滤波器的计算2.1综述一般说来，空载与负载相比，空载时电压中的频率（2ωs -ω0）的谐波含量是最大的，根据公式：)(*)1(1*2)2(1222200απββπωωJ N Q N b HF s ++=− （3）式中C L R Q L //=；00/)2(ωωω−=s N ；LC 20ωβ=；E U b /20=；22)1(/ββα−+=Q b ；)(1απJ 为1阶的Besset 函数，计算比较繁琐。
空载时，)2(00ωω−s HF 可表示为：)(*11*2)2(1200απβπωωJ N b HF s −=− （4）式中：00/)2(ωωω−=s N ；LC 20ωβ=；E U b /20=；βα−=1b 。
对式（4）进行分析，可得空载时)2(00ωω−s HF 的特性如下：a ，当逆变电源输入电压增大时，输出电压中的频率为)2(0ωω−s 的谐波的谐波含量将增大。
b ，当β在（0，1/N 2）范围内取值时，)2(00ωω−s HF 随β的增加而增加，其中最小值是一个大于18%的数。
c ，当β在（1/N 2,1）范围内取值时，随着β的增大，)2(00ωω−s HF 将减小，其最小值为0。
综上所述，可以的出如下结论： 1）对于采用瞬时值反馈方式的逆变电源，在考察输出电压中歌词谐波的谐波含量大小时，只需考虑特定谐波（ωs 或2ωs -ω0）的谐波含量即可。
只要特定谐波的含量满足要求，则其他各次谐波的含量均能符合要求。
2）在输入电压最高并且空载的情况下，输出电压的谐波含量是最大的。
3）能够使输出的谐波含量满足要求的β的取值范围为（1/N 2,1），在此范围内，谐波含量随β的增加而减小。
2.2 LC 滤波器参数设计方法LC 滤波器参数设计方法是建立在逆变电源的重要技术分析基础上的。
设计之前需要知道的基本参数有：额定输出电压的有效值U 0、输出频率f 0、开关频率f s 、最低感性功率因数θcos 、负载额定功率P 、滤波器输入PWM 波幅值的变化范围E min -E mzx 。
确定L 、C 参数所依据的设计指标有四个：1）输出电压谐波含量指标。
由用户对输出电压的单词谐波含量要求来确定该指标，输出电压波形满足要求。
2）滤波器的基波电压增益指标。
使逆变电压在输入电压最低、负载最重、感性负载、功率因数最低的情况下，输出电压仍能达到额定值，不发生过调制。
3）滤波器的空载输入基波电流指标，使空载损耗不致过大。
4）负载适应性指标。
在满足前三个基本指标的前提下，使逆变电源对非线性负载的适应性最好。
（1）由输出电压的谐波含量指标确定LC 的取值范围为了使输出电压中歌词谐波的谐波含量满足要求，只要使空载输入电压最高的情况下特定谐波的含量满足要求即可，设HF 0，表示特定谐波的谐波含量上限，该值根据输出电压的单次谐波含量要求确定。
令,01200)(*)1(1*2)2(HF J N b HF s ≤−=−απβπωω （5）式中：00/)2(f f f N s −=；LC 20ωβ=；max 0/2E U b =；βα−=1b 。
当β在（1/N 2,1）中取值时，可以满足式（5）的β的范围为10<≤ββ，β0时当式（5）中取“=”时β的取值。
由00βω=LC 所确定的曲线如图2所示，该曲线定义为临界谐波含量曲线。
满足输出电压谐波含量指标的LC 区域如图2中阴影所示。
（2）由滤波器的基波电压增益指标确定L 、C 的取值范围滤波器的基波电压增益g 为：ZL Z L g /sin )1(*2)/()1(/1002θβωωβ−++−= （6）式中：LC 20ωβ=，ω0为基波角频率。
为了使基波电压增益指标符合要求，应当使最大功率、最低感性功率因数负载条件下的基波电压增益不小于g ，，根据式（6）可得： ,002/sin )1(*2)/()1(/1g Z L Z L ≥−++−θβωωβ （7）式中：LC 20ωβ=，ω0为基波角频率，Z 为负载功率最大时的负载的阻抗值，θ为最低感性负载功率因数时负载阻抗角。
当β为小于1的某一特定值时，可求得当式（7）取“=”时的L 、C 值为：⎥⎦⎤⎢⎣⎡−−−−=θβθβωβsin )1(cos )1()1(222,00g Z C ，L 0=β/ω0C 0 （8）满足基波电压增益指标的L 、C 制的范围为：000/,C L C C ωβ=≥ （9）在C-L 平面上，当β在0-1之间变化时，由（C 0，L 0）组成的曲线称为临界电压增益曲线，其图形如图3所示，满足电压增益指标的区域如图中的阴影所示。
（3）由滤波器的空载输入基波电流指标确定L 、C 的取值范围1)确定临界滤波电容值C min如图4所示，临界谐波含量曲线与临界电压增益曲线相交于A 点，同时满足谐波含量指标及电压增益指标的L 、C 区域如图4中阴影所示。
A 点对应的C 值称为临界滤波电容值C min ，临界滤波电容值是同是满足谐波含量指标及电压增益指标条件下滤波电容C 的最小值，由式（8）得：⎥⎦⎤⎢⎣⎡−−−−=θβθβωβsin )1(cos )1()1(222,00min g Z C （10）2） 确定空载输入基波电流指标当滤波电容去临界铝箔电容值C min 时，滤波器的空载输入基波电流的有效值为min 0min U C I ω= （11）空载输入基波电流指标I in ，按以下方式确定：I in ，应在满足I in ，〉I min 的前提下尽可能的大一些，一般不应超过逆变电源额定输出电流的30%。
3）确定LC 的取值范围I in ，对应得电容值为： 00,max U I C inω= （12）满足空载输入基波电流指标的C 值为：maxC C ≤ （13） 定于曲线C=C max 为临界基波电流曲线，如图5所示，，满足空载输入基波电流指标的LC 区域如图中阴影部分所示。
（4）根据逆变电源对现行负载适应性指标确定最优的L 、C 值逆变电源的负载适应性指标可表述如下：在满足谐波含量指标、基波电压增益指标及空载输入基波电流指标的前提下，数逆变电源对线性负载的适应能够性最好。
同时满足谐波含量指标、电压增益指标和空载输入基波电流指标的LC 区域如图6中的阴影所示。
由前面的分析可知：1）在LC 之积恒定时，L 越小，逆变电源的输出阻抗越小，逆变电源对非线性负载的适应性越好；2）L 越小，越不容易出现过调制，逆变电源对非线性负载的适应性越好。
所以图6中B 点对应的LC 值时最优值，其值为：opt opt in opt C L U I C 20000,,ωβω== （14）三、设计实例（1）设计要求有一相30KV A 的逆变电源，输出频率为400HZ ，额定输出电压115V ，最低负载功率因数cos θ=0.6（感性）。
三项输入交流电压为400V （+10%，-20%），输出变压器变比为2，逆变变电源采用电容电流及电压瞬时值反馈控制方式，f s =9.6KHz 。
对输出电压波形要求如下：总谐波含量<1%,单次谐波含量<0.5%(阻性负载)。
设计LC 滤波器参数。
（2）设计过程1）确定临界谐波含量曲线E max =400*1.1*1.25*0.5=275VN=（2f s -f 0）/f 0=2-9600/400=0.47591.0275/115*2/2max 0===E U bω0=2πf 0=800π（rad/s ）HF 0，=0.5% 有式（5）可求得β0=0.0574，临街谐波含量曲线如图7中曲线1所示。
2）确定临界电压增益曲线E min =400*0.8*1.25*0.5=200V 基波电压增益指标813.0200/115*2/2min 0,===E U g 额定负载阻抗Ω===−4408.030/10*115/3220P U Z最低感性负载功率因数cos θ=0.6由式（8）可得临界电压增益曲线，如图7中曲线2所示。
3)确定临界基波电流曲线由式（10）可得临界滤波电容值C min=153*10-6F=163uF由式（11）可得，I min=800*π*153*10-6*115=44.2A逆变电源的额定输出电流为I n=P/U0=30*103/115=260.87A取I，in=22%*I n=57.39A，由式（12）得C max=57.39/（800*3.14*115）=198.6uF可得临界基波电流曲线如图7中的曲线3所示。